【導(dǎo)讀】工業(yè)測(cè)量和控制系統(tǒng)通常需要在高噪聲環(huán)境中與傳感器對(duì)接。由于傳感器通常產(chǎn)生的電氣信號(hào)極為微弱，將其輸出信號(hào)從噪聲中提取出來(lái)是一項(xiàng)有難度的工作。利用信號(hào)調(diào)理技術(shù)(如放大和濾波)有助于提取信號(hào)，因?yàn)檫@些技術(shù)可提升系統(tǒng)的靈敏度。然后可對(duì)信號(hào)進(jìn)行縮放與轉(zhuǎn)換，以便充分利用高性能ADC。
本應(yīng)用筆記介紹一款通用精密信號(hào)調(diào)理前端，可填補(bǔ)傳感器和高分辨率ADC之間的空白。本文將對(duì)電路進(jìn)行分析，以便了解其噪聲貢獻(xiàn)、環(huán)境噪聲抑制以及執(zhí)行高靈敏度測(cè)量的能力。
精密信號(hào)調(diào)理電路描述
精密信號(hào)調(diào)理電路主要由3級(jí)組成：放大級(jí)、濾波級(jí)和ADC驅(qū)動(dòng)級(jí)。這些組件為電路提供靈活性。
放大在第一級(jí)中通過(guò)差分前端實(shí)現(xiàn)。首選差分輸入，因?yàn)槠浔旧砭邆淞嗽肼曇种铺匦?，而環(huán)境噪聲通常表現(xiàn)為共模信號(hào)(例如，電源線噪聲和接地環(huán)路)。第一級(jí)提供更寬的輸入范圍、可調(diào)增益以及隨增益而增加的高共模抑制比(CMRR)。第二級(jí)使用了一個(gè)濾波器；ADC驅(qū)動(dòng)在最后一級(jí)中實(shí)現(xiàn)。最后一級(jí)實(shí)現(xiàn)單端至差分的轉(zhuǎn)換，以及輸出信號(hào)的轉(zhuǎn)換與縮放，并將結(jié)果輸入ADC。
精密信號(hào)調(diào)理電路的各級(jí)
精密信號(hào)調(diào)理電路的原理圖如圖1所示。該圖第一部分顯示采用低噪聲儀表放大器AD8421實(shí)現(xiàn)的放大功能，其輸入電壓噪聲密度為3 nV/√Hz。使用單位增益時(shí)，該放大器可讓系統(tǒng)具有94 dB以上的共模抑制能力。使用單個(gè)電阻即可設(shè)置不同的增益值。由于這款器件采用專利的引腳排列以及經(jīng)過(guò)仔細(xì)設(shè)計(jì)的架構(gòu)，同時(shí)由于CMRR隨增益增加而增加，因此當(dāng)增益為1000時(shí)，共模抑制能力將保證高于140 dB。前端電路的輸入端還包含一個(gè)RFI濾波器，防止高頻噪聲破壞測(cè)量結(jié)果。
圖1. 精密信號(hào)調(diào)理電路原理圖
為了限制噪聲帶寬并避免混疊，采用低噪聲JFET運(yùn)算放大器AD8510進(jìn)行濾波，其電壓噪聲密度為8 nV/√Hz。圖1的中央部分顯示該器件配置為2極點(diǎn)Sallen-Key濾波器，轉(zhuǎn)折頻率為460 Hz。該濾波器僅允許目標(biāo)頻率通過(guò)，從而防止ADC對(duì)混疊頻率進(jìn)行采樣。來(lái)自AD8421的信號(hào)進(jìn)入由兩個(gè)20 kΩ電阻組成的電阻分壓器，以便該信號(hào)能縮放至ADC的輸入(采用2.5 V基準(zhǔn)電壓源)。使用此分壓器以及配置為單位增益的放大器，則濾波器級(jí)的總增益為0.5。
AD8475是一款差分ADC驅(qū)動(dòng)器，配置為增益0.4，如圖1中的最右邊所示。它可執(zhí)行單端至差分的轉(zhuǎn)換，同時(shí)提供VOCM引腳，允許用戶將輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為對(duì)ADC而言的最佳電平。本電路中，輸出共模電平是用于ADC的一半基準(zhǔn)電壓。這樣可以確保輸入ADC的信號(hào)具有最大的動(dòng)態(tài)范圍。考慮到上一級(jí)的增益，則信號(hào)調(diào)理電路的輸出增益為0.2。在此衰減系數(shù)下，當(dāng)ADC使用2.5 V基準(zhǔn)電壓時(shí)，可獲得±10 V可用輸入范圍。
圖2. 精密信號(hào)調(diào)理電路板
放大器噪聲考慮因素
實(shí)際中，估算任何調(diào)理電路的預(yù)期噪聲貢獻(xiàn)可讓用戶計(jì)算系統(tǒng)的有效分辨率。注意，信號(hào)調(diào)理電路自身的有源器件也會(huì)對(duì)電路貢獻(xiàn)某種形式的噪聲。
例如，圖3顯示了AD8421折合到輸入端的電壓噪聲密度圖。
圖3. AD8421的電壓噪聲密度
放大器噪聲通常由1/f噪聲和寬帶噪聲組成。隨著頻率的下降，1/f噪聲表現(xiàn)為頻譜密度的上升。此噪聲通常對(duì)低頻產(chǎn)生影響。低轉(zhuǎn)折頻率的放大器在接近直流的應(yīng)用中噪聲極低。相反，寬帶噪聲在其余頻段內(nèi)的頻譜密度不變。計(jì)算應(yīng)用中的總噪聲貢獻(xiàn)時(shí)，必須考慮工作帶寬。對(duì)于AD8421而言，其轉(zhuǎn)折頻率為10 Hz。
從圖3中可以看出，噪聲還受增益的影響。儀表放大器的輸入和輸出中都存在噪聲分量。增益增加時(shí)，輸出噪聲分量以增益為系數(shù)縮小，使折合到輸入的總噪聲降低。
其他因素導(dǎo)致的噪聲分量各自不相關(guān)。因此，電路的輸出噪聲可通過(guò)計(jì)算其平方和的平方根(稱為RSS)求得(更多信息可參考技術(shù)文章MS-2066：傳感器電路的低噪聲信號(hào)調(diào)理)。
由于對(duì)電路的直流性能進(jìn)行評(píng)估，因此來(lái)自放大器的噪聲貢獻(xiàn)主要受1/f噪聲影響。ADC還可消除寬帶噪聲，因此不計(jì)入計(jì)算中。根據(jù)0.1 Hz至10 Hz噪聲規(guī)格，對(duì)于每個(gè)放大器而言，折合到輸出(RTO)的噪聲增量見(jiàn)表1。本節(jié)中的所有分析均假定AD8421的增益狀態(tài)為1。
表1. ADC驅(qū)動(dòng)器精密信號(hào)調(diào)理電路的總預(yù)期噪聲
然后，便可求解精密信號(hào)調(diào)理電路的預(yù)期總RSS噪聲。
將信號(hào)調(diào)理電路與低噪聲模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)接可測(cè)量此噪聲。AD7195是一款24位Σ-Δ型ADC，集成內(nèi)部PGA。通過(guò)表征2.5 V基準(zhǔn)電壓下的ADC，可以觀察到10 Hz輸出數(shù)據(jù)速率(ODR)以及±19.5 mV輸入電壓范圍下的噪聲分布為63 nV p-p(內(nèi)部PGA增益設(shè)為128)。由于該數(shù)值比計(jì)算得到的2.7 μV p-p前端噪聲幅度低兩個(gè)數(shù)量級(jí)，此噪聲貢獻(xiàn)可以忽略不計(jì)。
這一假設(shè)同樣適用于實(shí)際設(shè)置中精密信號(hào)調(diào)理電路的噪聲驗(yàn)證。
圖4顯示單芯片評(píng)估板上信號(hào)調(diào)理電路與AD7195的對(duì)接。為了測(cè)量系統(tǒng)噪聲，將輸入短路至地。由于噪聲是隨機(jī)噪聲，因此測(cè)量其峰峰值和均方根值；后者等于高斯分布的標(biāo)準(zhǔn)差。評(píng)估板軟件可收集這些測(cè)量的結(jié)果。
圖4. 噪聲評(píng)估設(shè)置
噪聲測(cè)量結(jié)果如圖5所示。圖中，ADC的內(nèi)部PGA增益設(shè)為128，ODR為10 Hz。圖中可以觀察到2.6 μV p-p的噪聲測(cè)量結(jié)果與2.7 μV p-p的計(jì)算值相關(guān)?？紤]到估算數(shù)值時(shí)使用的是典型規(guī)格數(shù)據(jù)，因此可以預(yù)期獲得這樣的性能。
圖5. 10 Hz ODR時(shí)的噪聲結(jié)果(內(nèi)部PGA增益設(shè)為128)
總系統(tǒng)性能
系統(tǒng)靈敏度和有效分辨率由電路的內(nèi)部噪聲決定。使用精密信號(hào)調(diào)理電路驅(qū)動(dòng)AD7195時(shí)，噪聲計(jì)算可用來(lái)預(yù)測(cè)系統(tǒng)性能。由于目標(biāo)頻段為0.1 Hz至10 Hz，因此需注意若要使計(jì)算得到的噪聲值有效，采集時(shí)間應(yīng)當(dāng)為10秒。
可測(cè)量極微弱信號(hào)的系統(tǒng)也應(yīng)當(dāng)能在有較大干擾信號(hào)的情況下這樣做，結(jié)果才有效。共模抑制可作為衡量這種能力的品質(zhì)因數(shù)，并且主要由電路前端部分決定。
靈敏度
噪聲分析可用來(lái)確定系統(tǒng)的靈敏度。若在內(nèi)部PGA增益為1的情況下使用，則ADC噪聲會(huì)影響系統(tǒng)噪聲。預(yù)期噪聲值如表2所示。
表2. 不同采樣速率下的預(yù)期噪聲
以10 Hz ODR為例，使用相應(yīng)的配置，在實(shí)際設(shè)置中測(cè)量噪聲。如圖6所示，3.0 μV p-p讀數(shù)與計(jì)算值相關(guān)。
圖6. 10 Hz ODR時(shí)的噪聲結(jié)果(內(nèi)部PGA增益設(shè)為1)
采用10 Hz ODR時(shí)獲得的數(shù)據(jù)，可以將最大計(jì)算噪聲值折合到系統(tǒng)的輸入端，以得到其大致的靈敏度，即系統(tǒng)所能檢測(cè)的最小電壓變化。由表2可知：
然后，就可以預(yù)測(cè)系統(tǒng)將能正確解析其輸入端的15 μV電壓變化。由于在增益1下使用AD8421，此結(jié)果適用于±12.5 V輸入范圍。
顯然，執(zhí)行這些步驟后，靈敏度隨著增益的增加而增加?？紤]AD8421配置為增益100的情況。在該增益下，輸入范圍為±125 mV，信號(hào)調(diào)理電路的總增益為20。增益為100時(shí)的AD8421峰峰值噪聲為70 nV p-p。將此數(shù)據(jù)用于信號(hào)調(diào)理電路的噪聲計(jì)算中，則有：
將來(lái)自ADC的1.2 μV p-p峰峰值噪聲納入計(jì)算中，則總預(yù)期系統(tǒng)噪聲為3.2 μV p-p。
現(xiàn)在可以計(jì)算系統(tǒng)靈敏度了：
輸入范圍為±125 mV時(shí)，系統(tǒng)靈敏度為160 nV p-p。它演示了系統(tǒng)增益的增加如何使靈敏度增加。
無(wú)噪聲分辨率
下列公式可以確定采用AD7195所能達(dá)到的無(wú)噪聲分辨率：
由于ADC使用了雙極性輸入，因此滿量程范圍為基準(zhǔn)電壓的兩倍。將上式代入前面的公式可得：
無(wú)噪聲分辨率也可表示為有效位數(shù)(ENOB)，當(dāng)AD8421配置為單位增益時(shí)，ENOB為20.7位。當(dāng)配置為增益100時(shí)，分辨率幾乎不變，為20.6位。
不同的采樣速率和增益下的分析方法相同，采用該方法同樣可獲得系統(tǒng)性能的估計(jì)值。這些測(cè)量結(jié)果可讓人們了解該電路在所需應(yīng)用中的性能。
共模抑制
有關(guān)靈敏度和分辨率的討論可以用來(lái)表示系統(tǒng)針對(duì)內(nèi)部噪聲的性能。共模抑制適合用作系統(tǒng)針對(duì)外部噪聲的性能品質(zhì)因數(shù)。
與電路的前端部分相同，電路的共模抑制主要由AD8421確定。CMRR表示差分增益與共模增益之比。它還可以通過(guò)數(shù)學(xué)方式表示為：
其中：
Adi 表示差分增益。
VCM表示放大器輸入端的共模電壓。
VOUT表示共模電壓對(duì)輸出電壓的貢獻(xiàn)。
假設(shè)不需要的共模電壓在兩個(gè)輸入端均含有10 V p-p信號(hào)，并且增益為1時(shí)，AD8421的最小CMRR為94 dB。利用這些數(shù)據(jù)便可求解AD7195輸入端的環(huán)境噪聲貢獻(xiàn)。
可以觀察到200 μV p-p輸出電壓，這是由于AD8421輸出端的共模噪聲造成的。電路的衰減功能使其下降至40 μV p-p(AD7195的輸入端)。
將其與增益配置為100的AD8421進(jìn)行比較，則參數(shù)相同的情況下，ADC輸入端的共模噪聲依然處于40 μV p-p的水平，但靈敏度更高。它演示了增益和CMRR的增加如何有助于提升相對(duì)外部噪聲的靈敏度。
此共模噪聲是電源線上最常見(jiàn)的噪聲源，而經(jīng)過(guò)前端CMRR大幅抑制后可進(jìn)一步通過(guò)AD7195的串模抑制比(NMRR)加以衰減。這是因?yàn)槠鋽?shù)字陷波濾波器可配置為線路頻率等于50 Hz和60 Hz時(shí)下降。使用AD7195的Sinc4濾波器和10 Hz ODR，可以保證具有高于100 dB的NMRR。40 μV p-p共模噪聲貢獻(xiàn)將被衰減至1 nV以下，從而電路有效抑制了線路噪聲。
結(jié)論
精密信號(hào)調(diào)理電路可讓用戶高效提取目標(biāo)信號(hào)，哪怕信號(hào)位于高噪聲環(huán)境中。性能參數(shù)(如靈敏度、有效分辨率和穩(wěn)定的環(huán)境噪聲抵抗力)可以通過(guò)考慮內(nèi)部噪聲和共模抑制估算。這些指標(biāo)最終決定系統(tǒng)的性能，并協(xié)助用戶設(shè)計(jì)工業(yè)應(yīng)用。在接口處使用不同的模數(shù)轉(zhuǎn)換器還可進(jìn)一步優(yōu)化系統(tǒng)。
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