【導讀】當然，在Dpot的整個設置范圍內(nèi)，Rw消除的完美程度并不比R5R6提供的2.5v DC偏置下Dpot的257個不同抽頭上的Rw匹配更好。給定電位器的電阻陣列內(nèi)的典型匹配看起來不錯，但制造商并沒有承諾這些，制造商只承諾了+/-20%左右的系數(shù)。不過，將Rw降低到五分之一仍然有用。

不久前，我發(fā)表了一個設計實例“僅需一個電位器，就能將運算放大器增益從-30dB調(diào)整到+60dB”。

圖1顯示了該電路。

Gain = (R2ccw/(R1 + R2ccw))(R3/R2cw + 1)

圖1：接地的電位器使R2同時用作輸入衰減器和輸出增益調(diào)節(jié)器。

最近我開始琢磨數(shù)字電位器(Dpot)是否可以代替圖1中的機械R2。圖2顯示了一種看似可能的Dpot拓撲。

圖2：R2的功能與圖1相同，但R4 R5 C2提供直流偏置，以適應雙極性信號。那么Rw滑動電阻效應如何？

仔細檢查后，發(fā)現(xiàn)效果并不理想。這是因為滑動電阻干擾了R2兩半的隔離，而最初的電路正是通過這種隔離實現(xiàn)工作的。圖3顯示了我最終采取的解決方案。

圖3：將圍繞A2的正反饋回路和負反饋回路結(jié)合起來，產(chǎn)生有源負阻=-R4。

A2及其周圍的網(wǎng)絡是這一設計的基礎。它們產(chǎn)生有源負阻效應，從Rw中減去，如果調(diào)整為R4=Rw，理論上(工程師最不喜歡的詞)可以完全抵消它。

一個快速消除Rw的方法是將Dpot設置寫為零，提供~1v rms輸入，然后修整R4以使輸出為零。

以下是一些負阻計算。注意Vp#=A2引腳#處的電壓信號。
    令I(lǐng)w=滑動電阻信號電流，則
    Vp6 = Vp2 – R4*Iw
    Vp2 = Vp3 (negative feedback)
    Vp3 = Vp6/2 (positive feedback)
    Vp6 = Vp6/2 – R4*Iw
    Vp6 – Vp6/2 = Vp6/2 = -R4*Iw
    Vp6 = -2*R4*Iw
    If R4 = Rw, then IR4 = IRw
    -2*R4*Iw = -(R4 + Rw)Iw
    Vw = Vp6 + (Iw*R4 + Iw*Rw) = -Iw(R4 + Rw) + Iw(R4 + Rw)
    Vw = 0 (Rw已被抵消！)

Gain = (R2ds/(R1 + R2ds))(R3/(R2(1 – ds)) + 1)

圖4中的紅色曲線將圖2中的行為與(未補償)Rw=150Ω(對于圖示的Microchip Dpot來說是合理的)進行比較，而黑色曲線顯示了當R4=Rw=150Ω時發(fā)生的情況。將其與使用機械電位器的原始(圖1)電路的性能進行比較，如圖5所示。

當然，在Dpot的整個設置范圍內(nèi)，Rw消除的完美程度并不比R5R6提供的2.5v DC偏置下Dpot的257個不同抽頭上的Rw匹配更好。給定電位器的電阻陣列內(nèi)的典型匹配看起來不錯，但制造商并沒有承諾這些，制造商只承諾了+/-20%左右的系數(shù)。不過，將Rw降低到五分之一仍然有用。

圖4：紅色曲線表示未補償?shù)腞w(~150Ω)，請注意跨度兩端的20dB損耗。黑色曲線表示用負電阻補償Rw的情況(R4=Rw=150)。

圖5：使用機械電位器的增益曲線與帶有負電阻Rw補償?shù)腄pot相同。

注：在發(fā)表該實例的機械電位器版本之后，我了解到T.Frank Ritter先生早在50多年前就在其著作“用一個電位器控制運算放大器增益”中提出了該想法，該文發(fā)表于1972年麥格勞-希爾出版公司出版的《電子設計師案例手冊》上。

因此，我在此向Ritter先生致以遲來的熱情敬意。我一直很欽佩先驅(qū)者！

作者：Stephen Woodward，文章來源：EDN電子技術(shù)設計

(原文刊登于EDN美國版，參考鏈接：Digital pot can control gain over a 90 dB span like an electromechanical，由Ricardo Xie編譯)

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