目前，功率因數(shù)校正一直在朝著效率高﹑結(jié)構(gòu)簡單﹑控制容易實現(xiàn)﹑減小EMI等方向發(fā)展，所以無橋Boost PFC電路作為一種提高效率的有效方式越來越受到人們的關(guān)注。

 

無橋Boost PFC電路省略了傳統(tǒng)Boost PFC電路的整流橋，在任一時刻都比傳統(tǒng)Boost PFC電路少導(dǎo)通一個二極管，所以降低了導(dǎo)通損耗，效率得到很大提高，本文就常見的幾種無橋Boost PFC電路進行了對比分析，并且對兩種比較有代表性的無橋電路進行了實驗驗證和EMI測試分析。

 

 

電磁干擾（EMI）可分為傳導(dǎo)干擾和輻射干擾兩種，當開關(guān)變換器電路的諧波電平在高頻段（頻率范圍30 MHz以上）時，表現(xiàn)為輻射干擾，而當開關(guān)變換器電路的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.15～30 MHz）表現(xiàn)為傳導(dǎo)干擾，所以開關(guān)變換器電路中主要是傳導(dǎo)干擾。傳導(dǎo)干擾電流按照其流動路徑可以分為兩類：一類是差模干擾電流，另一類是共模干擾電流。

 

以圖1所示的Boost電路為例對開關(guān)變換器電路的EMI進行分析，該電路整流時產(chǎn)生的脈動電流給電路系統(tǒng)引入了大量的諧波，雖然在整流輸出側(cè)有一個電解電容C能濾除一些諧波，但是由于電解電容有較大的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻，所以電解電容不可能完全吸收這些諧波電流，有相當一部分諧波電流要與電解電容的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻相互作用，形成差模電流Idm返回交流電源側(cè)，差模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的實線所示。開關(guān)管的高頻通斷產(chǎn)生很高的dv/dt，它與功率管和散熱器之間的寄生電容Cp相互作用形成共模電流Icm，此共模電流通過散熱器到達地，地線的共模電流又通過寄生電容Cg1和Cg2耦合到交流側(cè)的相線和中線，從而形成共模電流回路，共模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的虛線所示。

 

　　

 

在主電路參數(shù)完全相同的情況下，各種常見無橋Boost PFC電路中形成的差模電流是相同的。而不同的是因開關(guān)管的位置以及二極管加入等原因造成的共模電流。所以本文主要分析的的是各種電路結(jié)構(gòu)中共模干擾的情況，各點的寄生電容大小以各點到輸入側(cè)零線之間的電位變化大小和頻率變化快慢來代替分析。

 

 

最基本的無橋PFC主電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，由兩個快恢復(fù)二極管（D1、D2）、兩個開關(guān)管（S1、S2）電感（L1、L2）等組成。開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動信號相同，兩管同時導(dǎo)通和關(guān)斷。對于工頻交流輸入的正負半周期而言，無橋Boost PFC電路可以等效為兩個電源電壓相反的Boost PFC電路的組合，一組為由電感L1和L2，開關(guān)管S1，D1及開關(guān)管S2的體二極管組成，它的導(dǎo)通模態(tài)如圖3a所示；另一組為由電感L1和L2，開關(guān)管S2，D2及開關(guān)管S1的體二極管組成，它的導(dǎo)通模態(tài)如圖3b所示。從圖3可以看出它在任一時刻只有兩個半導(dǎo)體器件導(dǎo)通，比傳統(tǒng)帶整流橋的PFC電路少導(dǎo)通一個二極管，因此降低了導(dǎo)通損耗，效率得到提高。但是它的缺點是電感電流采樣困難，由圖3可知，本電路結(jié)構(gòu)不能在一條回路上得到極性一致的電流采樣，所以需要構(gòu)建復(fù)雜的電感電流檢測電路［4］。另外，此電路的最大問題是共模干擾大，對圖2中的各點與輸入零線之間電位進行分析可得出圖4所示的波形，其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。從圖4中可以看出母線U-側(cè)﹑A點﹑B點與電源的側(cè)之間電位隨開關(guān)頻率而浮動［5］，所以會在以上各點與輸入電源地之間出現(xiàn)大的寄生電容，共模干擾比較嚴重，EMI問題較為突出。

 

　　

 

　　

　　

因為EMI較大等問題，在圖2的基礎(chǔ)上不斷提出了新的無橋Boost PFC電路結(jié)構(gòu)，它們均在保持導(dǎo)通損耗低﹑效率高的優(yōu)點的同時在電感電流采樣﹑EMI抑制等方面有了改進。

 

圖5就是在圖2基礎(chǔ)上提出的新的無橋結(jié)構(gòu)，其中D1和D2為快恢復(fù)二極管。它的導(dǎo)通路徑與圖2相似，在任一時刻只有兩個半導(dǎo)體器件導(dǎo)通，但它新增加了兩個普通二極管D3和D4，在輸入電源正半周期，電源N側(cè)與母線U-側(cè)經(jīng)過二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源N側(cè)與母線U-側(cè)經(jīng)過二極管D3直接連接，改善了圖2結(jié)構(gòu)中VU-—N隨開關(guān)頻率有很大波動的情況。圖6是圖5的另一種表示方式，其電路結(jié)構(gòu)完全相同。對圖6中的各點與電源N側(cè)之間電位進行分析可得出圖7所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出只有A點與電源N側(cè)之間電位隨開關(guān)頻率有波動，因此共模干擾可以大大減小。但它們的缺點是兩個開關(guān)管的柵極電位不同，所以必須隔離驅(qū)動，在驅(qū)動電路設(shè)計上稍顯復(fù)雜。而且電感電流采樣方面與圖2一樣需要復(fù)雜的檢測電路。

 

　

 

　

 

　

 

圖8是在圖2基礎(chǔ)上的一種改進電路［6］，S1和S2采用不帶體二極管的IGBT，D3代替S1體二極管，D4代替S2體二極管，并且把二極管陰極連接到電感之前，它的導(dǎo)通路徑與圖2基本一致，區(qū)別在于每個正負周期內(nèi)電流只流過一個電感，在圖2中電流流過體二極管時，在本結(jié)構(gòu)中流過的是D3或者D4。這樣做的好處是只要在D3與D4和S1與S2之間加一采樣電阻可以方便進行電感電流采樣，可大大減化電感電流檢測電路。

 

本結(jié)構(gòu)把D3和D4的陰極連接到電感之前，不僅使電感電流采樣變的簡單，而且也使EMI大大減小，分析本電路可知，在輸入電源正半周期，電源N側(cè)與母線U-側(cè)經(jīng)過二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源L側(cè)與母線U-側(cè)經(jīng)過二極管D3直接連接，改善了圖2結(jié)構(gòu)中VU-—N隨開關(guān)頻率有很大波動的情況。對圖8中的各點與電源N側(cè)之間電位進行分析可得出圖9所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出共模干擾可以大大減小。但缺點是它在每半個周期都只流通一個電感，電感量增大，電感利用率不高。

 

　　

 

　

 

圖10為另一種比較少用的無橋結(jié)構(gòu)。它與圖8導(dǎo)通路徑大致相同，在輸入電壓正半周期流通電感L1，負半周期流通電感L2，同樣有電感量大等缺點。區(qū)別是D3和D4直接與輸入電源N側(cè)相連，使得在輸入電壓正半周期，電源N側(cè)與母線U-側(cè)經(jīng)過二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源N側(cè)與母線U+側(cè)經(jīng)過二極管D3直接連接，使EMI干擾小，可以從圖11中得到驗證。圖11是對圖10中的各點與輸入零線之間電位進行分析。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出共模干擾可以大大減小。但缺點與圖5電路結(jié)構(gòu)一樣，電感電流采樣復(fù)雜，兩個開關(guān)管驅(qū)動需要隔離，需要構(gòu)建復(fù)雜的驅(qū)動電路。

 

　　

 

　

 

圖12是在圖2基礎(chǔ)上的一種演變，也稱之為圖騰式無橋結(jié)構(gòu)，它的導(dǎo)通路徑與圖2一致，它的電路結(jié)構(gòu)與圖10相似，都使輸入電源N側(cè)經(jīng)過D1和D2 與母線U-側(cè)或母線U+側(cè)直接相連，從圖13可以看出共模干擾比圖4要小很多。而且與圖10電路相比優(yōu)點是所用器件少，在EMI干擾基本相同的情況下，比圖10結(jié)構(gòu)少用了兩個二極管，可降低成本。但此電路結(jié)構(gòu)一般使用在斷續(xù)模式（DCM）和臨界導(dǎo)通模式（CRM）下，對其結(jié)構(gòu)進行分析可知，兩只開關(guān)管的體二極管起到了與傳統(tǒng)Boost PFC中快恢復(fù)二極管相似的作用。但是開關(guān)管體二極管的反向恢復(fù)時間目前最快也只能達到100 ns，相比于快恢復(fù)二極管的幾十甚至十幾納秒（ns），差距十分明顯。因此，假如此電路用于連續(xù)電流模式，其反向恢復(fù)損耗將會非常嚴重，效率的提高也必然有限。而假如工作于臨界電流模式下，由于沒有反向恢復(fù)問題，則能發(fā)揮該拓撲的最大優(yōu)勢。在電感電流檢測上，本結(jié)構(gòu)與圖2一樣采樣電路比較復(fù)雜。而且此電路中要求兩個開關(guān)管分別驅(qū)動，并且需要判斷正負周期，還要搭建過零點檢測電路。另外，兩個開關(guān)管柵極電位不同，必須隔離驅(qū)動，所以驅(qū)動電路也比較復(fù)雜。

 

　　

 

 

本文分別以圖2和圖8為主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計了試驗樣機，兩主電路的各項參數(shù)相同，PCB布線相似，控制芯片都采用IR1150，原理圖分別如圖14和圖15所示。對兩種電路在220 V輸入1 000 W輸出的條件下進行了EMI測試。圖16為圖14的EMI測試圖，從圖中可以看出在中頻段很大區(qū)間內(nèi)，所設(shè)計電路的EMI超過Class C峰值標準。

 

　

 

　　

 

　

 

圖17為圖15的EMI測試圖，從圖中可以看出采用這種主電路結(jié)構(gòu)時，其EMI測試波形在大部分頻段內(nèi)都低于EMI測試標準，只在高頻段一小區(qū)間內(nèi)超標，通過合理設(shè)計EMI濾波器可以解決這個問題。因此本電路結(jié)構(gòu)對EMI抑制有良好效果。

 

　

 

 

文就常見的幾種無橋Boost PFC電路的導(dǎo)通路徑﹑EMI干擾等進行了對比分析，并以兩種比較有特色的無橋Boost PFC拓撲結(jié)構(gòu)為主電路設(shè)計了實驗樣機，對兩種電路的EMI進行了實際測量。總結(jié)出了一種導(dǎo)通損耗低、EMI干擾小的拓撲結(jié)構(gòu)。