反激變壓器是在電子電源當中比較受歡迎的一種設(shè)計。很多新手都通過反激電源的制作來熟悉電源設(shè)計，目前網(wǎng)絡(luò)上關(guān)于反激變壓器的學習資料五花八門且比較零散，本文就將對反激變壓器的設(shè)計進行從頭到尾的梳理，將零散的知識進行整合，并配上相應(yīng)的分析，幫助大家盡快掌握。

 

在本節(jié)當中，將介紹匝數(shù)比n、Dmax、UOR的設(shè)計技巧，其中包括選取原則和限制因素。

UOR、Dmax、n的設(shè)計方法

 

 

匝數(shù)比越大，漏感越大；高輸出電壓，匝數(shù)比較低，尖峰也會較??；

 

例如：5V輸出，匝數(shù)比可以分別取15、20、25（也就是UOR不同），不同的匝比實際獲得的漏感會大不相同，效率也會差別較大。

 

通用輸入，普通反激變換，600V的MOS管作限制：

 

3.3V輸出，UOR一般為60-75V，45V二極管；

 

5.0V輸出，UOR一般取70-80V，45～60V二極管；

 

12V輸出，UOR一般控制在80-120，100V二極管；

 

24V輸出，UOR一般可以取到100V以上，具體看漏感控制的效果；

 

上面是綜合考慮到各方面的因數(shù)后，折中的取值（經(jīng)驗值），根據(jù)使用的磁芯不同，參數(shù)會稍有變化。當然，5V輸出也有很多人取100V左右，這是根據(jù)控制芯片及產(chǎn)品要求等而定，主要取決于實際情況，這里沒有絕對答案。

 

 

原因很簡單，UOR決定了DMAX；

 

UOR（DMAX）計算的第一步，是確定輸入電壓，即如何準確確定HVDCmin。特別是CIN容量不足，或者是要求產(chǎn)品的工作溫度非常低時，需特別注意。很容易理解，如果最小直流電壓不準確的話，所有計算的結(jié)果幾乎沒有實際意義。

 

 

匝數(shù)比越大，漏感越大，在低壓輸入及低成本設(shè)計時，需要非常小心。因為這兩種情況下，MOS可能不會擁有太大的電壓裕量可供調(diào)整。

 

低壓輸入時，要么是100VMOS，要么是200VMOS，一旦超出，很難彌補；低成本設(shè)計時，磁性元件（EE型磁芯）和半導體器件本來就爛，很難控制。

 

注：磁芯種類繁多，即使兩種類型的磁芯輸出功率可能一致，其表現(xiàn)出來的電氣性能差別很大，特別是氣隙和漏感的影響。不過采用合理的設(shè)計，可以在一定程度上削弱漏感尖峰電壓。采用特殊的工藝，可以降低（氣隙）邊緣磁通對繞組的影響。

 

 

這一點在反激變換中尤其明顯。如果磁芯無法選擇（更改），盡可能確保初次級平鋪一層。否則可能無法獲得滿意的氣隙和漏感控制。磁芯種類繁多，并非所有種類的磁芯都適合所有規(guī)格輸出。例如：

 

采用EE型磁芯，中心柱太短，如果初次級平鋪一層，UOR可能不會太高；

 

采用EER型磁芯，中心柱太長，如果初次級平鋪一層，UOR可能不會太低；

 

但這不是絕對的，因為初次級的漆包線可以采用多股繞制來確保平鋪，不過有些情況即使采用多股線也無法滿足要求。

 

 

UOR越高，磁感應(yīng)強度越大，磁芯損耗會越大，在準諧振反激變壓器設(shè)計中需特別注意，否則磁芯損耗非常大，也比較容易飽和（但在普通的DCM、CCM變壓器設(shè)計中并不明顯）。

 

應(yīng)該通過設(shè)置UOR及KRP來滿足半導體元件的有效電流、峰值電流、耐壓等，還有電解電容的紋波電流。因為設(shè)計常規(guī)的產(chǎn)品，功率半導體器件和輸出電容幾乎是“常量”。

 

 

如果輸出電流很大，此時次級一般會控制在3-4T，顯然原邊也不會太高。否則過大的DMAX會給次級造成極大的電流應(yīng)力，此時也需要將KRP跟UOR緊密聯(lián)系起來。

 

 

一般把氣隙控制在0.2-0.8mm（中心柱），以減小邊緣磁通損耗，此時也需要將KRP跟UOR緊密聯(lián)系起來。UOR也應(yīng)該跟擋墻的寬度有關(guān)（初次級隔離電壓），因為中心柱長度直接決定了單層NP的大?。↖RMS可以算出來）。這很難理解，牽扯的變量太多了，可以一步一步去仔細分析、計算。如果自己繞變壓器繞的比較多的話，應(yīng)該很容易明白。

 

 

原因很簡單，UOR決定了DMAX；即區(qū)分電壓模式控制還是電流模式控制。

 

看了這么多，大家一定也有所感觸，其實UOR的取值是一個綜合的優(yōu)化過程，這部分的內(nèi)容就說到這里，下面額外講一些關(guān)于雙路采樣的小心得。

 

假設(shè)VO1=5V2A，VO2=12V0.5A，要求負載調(diào)整率盡可能的高；

 

 

負載調(diào)整率與NP無直接關(guān)系；盡可能采用長寬比高的磁芯，此類磁芯耦合較佳；NS較高調(diào)整率會相對較好（滿足單層平鋪的情況下，耦合良好的原因）；盡可能減小漏感（采用較大的LP、較小的氣隙、初次級平鋪、采用三明治繞法等等）；盡量采用CCM模式設(shè)計，因為CCM模式下，LS/LP比值相對更??；調(diào)整率與R1-6之間的比率密切相關(guān)，建議每一路偏置電阻均采用串聯(lián)或者并聯(lián)的方法實現(xiàn)；調(diào)整率與D1、D2的VF密切相關(guān)（應(yīng)該也包括速度，如肖特基、快恢復之分）；

 

 

已知VREF=2.5V，假設(shè)R5=3K，R6=NC，總的偏置電流為：

 

I=2.5V/3K=0.833mA

 

注：R6用于微調(diào)輸出電壓，改變R6，則VO1、VO2會同步上升或者下降。

 

已知VREF=2.5V，VO1=5V，總偏置電流等于0.833mA，則VO1的上偏置電流為：

 

0.833mA/2=0.417mA（反饋電流比例占50%）

 

Vo1的上偏置電阻為：

 

VO1-VREF/0.417mA=5V-2.5V/0.417mA=6K

 

設(shè)置R1=12K，R2=12K。

 

VO2上偏置電阻計算

 

已知VREF=2.5V，VO2=12V，總偏置電流等于0.833mA，則VO2的上偏置電流為：

 

0.833mA/2=0.417mA（反饋電流比例占50%）

 

Vo2的上偏置電阻為：

 

VO2-VREF/0.417mA=12V-2.5V/0.417mA=22.78K

 

設(shè)置R3=24K，R2=430-470K調(diào)整。

 

NS1匝數(shù)計算

 

已知VO1=5V，假設(shè)VF=0.5V，那么NS1兩端的電壓為5.5V；

 

假設(shè)NS1=5T，那么NS1每一匝的電壓為：

 

5.5V/5T=1.1V

 

 

當NS1=4T時，1.375V/T；

 

當NS1=5T時，1.100V/T；

 

當NS1=6T時，0.917V/T；

 

當NS1=7T時，0.786V/T；

 

從上述計算我們可以得知，NS值越大，每一匝的電壓越低。這意味著V/T越低，電壓計算值會越精確。最終選擇NS1=7T，即變壓器每一匝的電壓為0.786V/T；

 

NS2匝數(shù)計算

 

已知VO2=12V，假設(shè)VF=0.5V，那么NS2兩端的電壓必須為：

 

12V+VF=12.5-12.8V之間

 

取NS2=16T，則0.786V*16T=12.576V，減去VF值，VO2=12V左右。

 

偏置電阻計算出來了，NS1、NS2的匝數(shù)也計算出來了。接下來要處理唯一不確定的因數(shù)-----------二極管的VF值。

 

需要注意的是，規(guī)格書提供的VF值，在此處往往并沒有太多的參考價值，建議還是用實驗的方法來選擇。在滿足電壓、電流應(yīng)力和封裝的條件下，需要盡可能的多準備一些不同類型、品牌的二極管。這會存在N種不同的組合，例如5V輸出，我們可以選45V、60V、100V的肖特基。12V輸出，可以選用100V的肖特基或者超快恢復二極管，必要時，200V的HER303都是有可能的。在變壓器設(shè)計良好的情況下，雙路的負載調(diào)整率應(yīng)該僅僅取決于二極管的VF值是否精確匹配。

 

千萬不要隨便改變采樣電阻比率，以達到合適的電壓精度，否則會越調(diào)越復雜。另外，變壓器的匝數(shù)比計算和繞制工藝也非常關(guān)鍵。關(guān)于疊加繞組、非50%比率采樣，建議查閱相關(guān)資料。

 

本篇文章對反激變壓器的匝數(shù)設(shè)計進行了較為詳細的介紹，并給出了雙路采樣的相關(guān)心得。在下一節(jié)當中，將為大家?guī)鞶R模式變壓器設(shè)計，也就是臨界模式的分析與計算。