【導讀】以下是一位資深工程師分享關于Flyback電源各層面的分析與總結，句句經典！各位工程師千萬不要錯過......
對于Flyback拓撲結構的詮釋......
Flyback的五之最
1）應用最多的變換器
生產數(shù)量、人均擁有量、總用電容量？
2）性能最差的變換器
能效、電磁兼容性
3）工況最差的變換器
硬開關、電壓應力、電流應力、磁利用率、EMC應力
4）任務最重的變換器
安規(guī)隔離、寬電壓應用、PFC應用，待機
5）最簡單的變換器
還有比它更簡單的隔離變換器？集成度越來越高、元件越來越少，做出來很容易，做好呢？
什么叫好？
●比別人做的好
●沒有比這個更好
●為什么我做的總沒別人做的好
●為什么有那么幾個人做出來的反激就是明顯比別人好
●我手上這個還能不能更好
●如果能證明這個不可能更好，那就是最好
開關電源很多指標：
效率、成本、安全、電磁兼容性、待機、能效、可靠性、穩(wěn)定性、保護、體積（功率密度）、超薄、精度、紋波、電壓調整率、負載調整率、交叉調整率、溫度、壽命、功率因數(shù)、總諧波。
好不好，看效率：
●效率做起來，才談得上其他的
●先做好效率，再說其余
●犧牲效率的設計不是好設計
●效率是一點一點摳出來的
●對效率的追求，永遠是值得的
●多花點時間優(yōu)化效率，就是效率
效率能做到多高呢？
●很多人以88%為標準，幾年前的標準
●估計現(xiàn)在能批量出貨的應該在90%以上，才有競爭力
●有的人輕易就能做到91、92%以上去
●還有個別人，一不小心就做到93%以上去
所謂高手：定一個設計標桿：整機效率94%
●覺得太高？那就93%，不能再低了
●這是一個在特定情況下可以實現(xiàn)的整機效率
●這是一個難以實現(xiàn)的整機效率。
●即使沒能實現(xiàn)，我們也應該知道自己的差距
●即使沒能實現(xiàn)，我們也應該知道為什么沒能實現(xiàn)，是哪些因素導致的
一、什么在影響反激的效率？
1.漏感
●漏感問題是反激變換器的基本問題。漏感是硬傷。要實現(xiàn)高效率，控制漏感是重頭戲。先做好漏感，再說其余。
●漏感有多大？意味著能量傳遞損失多大，變換器效率損失有多大，鉗位電路熱損耗有多大。這都是額外的，其他變換器沒有的。
2.較大的峰值電流 Ipk
●反激的峰值電流較之其他拓撲更大，原因是其儲能/釋能這種間歇工作模式決定的，占空比較小。
●臨界模式、斷續(xù)模式、PFC控制、寬電壓應用更加劇了峰值電流應力。
●峰值電流決定一個反激變壓器的磁應力，導致磁利用率較低。
●峰值電流還與開關（以及副邊二極管）導通損耗直接相對應。
3.較高的原邊電壓應力
●反激的原邊電壓應力較之其他拓撲更大，原因是反射電壓、漏感尖峰電壓疊加在輸入電壓上，導致開關電壓應力為輸入電壓的1.5～2倍。
●導致：
a）硬開關動作的損耗劇增（因各種寄生電容導致的損耗增加2～4倍）
b）開關內寄生二極管反向恢復電流激增（導致關斷損耗激增）。
c）必須使用耐壓高出1.5～2倍的開關，其飽和壓降大幅度提高，導通損耗劇增。
4.更高的副邊二極管電壓應力
●反激的副邊二極管電壓應力更是增加得離譜，按市電AC/DC變換的典型參數(shù)，這個電壓應力更是高到了其輸出電壓的3到5倍，還可能有可觀的尖峰電壓疊加。
●導致：
a）二極管翻轉動作的損耗劇增（因各種寄生電容導致的損耗增加10～30倍）
b）二極管反向恢復電流激增（不要相信此處沒有反向恢復的說法）
c）必須使用耐壓高出輸出電壓幾倍的二極管，其飽和壓降大幅度提高，導通損耗劇增
二、拓撲環(huán)境層面的設計考慮
高效率的反激設計應該比一般設計更注意仔細追究拓撲應用環(huán)境，這是因為對效率的極限追求也是對其應用環(huán)境的極限追求，要讓電路工作處于最明確、最舒適、最能揚長避短、最能發(fā)揮到極限的環(huán)境。
1.選擇一個較軟的拓撲控制模式。準諧振（QR）模式是首選，而CCM、CRM模式可能效率較低。其他諸如諧振模式、無損鉗位模式、Sepic模式等，由于技術尚不成熟一般不予考慮。
2.輸出電壓較低時，副邊考慮同步整流是好主意。
3.盡量考慮采用專用控制芯片、有口碑的芯片、原邊控制的芯片。避免使用6562、3842這樣的通用芯片去做反激，用一大堆運放達成的控制環(huán)路更是不可取。不是因為這些芯片不能用，而是要伺候這些芯片是很難受的。
4.認真論證你的最低輸入電壓，也就是最大峰值電流 Ipk 的取值。全電壓的必要性，過渡模式（CCM模式）的必要性，限流模式（OCP模式）的必要性，控制轉折點設置在哪里？任何時候都不要讓 Ipk 失控。開機沖擊和短路沖擊對 Ipk 的影響也要考慮。
5.認真論證你的最高輸入電壓，市電AC/DC應用按264Vac做顯然是有問題的，小區(qū)電壓飆到264Vac以上是經常的。建議按277Vac（必要時再增加一點余量）考慮。
6.認真論證你的最高輸出電壓，或者CV/CC模式的最大輸出功率。充分考慮各種情況下輸出電壓意外飆高的可能性，并選擇一款OVP嗨得住的芯片。OVP是否嗨得住，不僅涉及最高輸出電壓帶來的最高電壓應力、功率應力，還直接關乎假負載的損耗功率。最高輸出電壓就是脫離OVP保護模式后的第一個電壓。
三、電路運行層面的設計考慮
1.輸入回路干凈利落，避免熱敏電阻、保險電阻的設計，硅橋要電流稍大的。共模差模帶來的損耗要斤斤計較，一級兩級、個大個小、線粗線細之間的差別是很大的。這還涉及EMC設計水平，如何做到用最少的共模差模解決問題？
2.開關的選型，MOS最好是外置的，這樣方便選型和控制。內阻（Rdson）盡量小一點，Cool-MOSc也是可以的。最重要的是耐壓，市電 AC/DC 典型應用，MOS 耐壓首選 650V 的，耐壓更低的應該嗨不住，耐壓更高的特性急劇惡化，其價格、內阻都是很難接受的。
3.驅動能力要足夠，Rg下拉、上拉電阻要分開（上拉電阻與二極管并聯(lián)后串下拉電阻）。關斷要干凈利落，一定不能讓米勒平臺出現(xiàn)在 Ipk 位置。
4.在高壓端通過電阻實現(xiàn)的電壓采樣、VCC啟動、線電壓補償、安規(guī)電容放電等電路是要耗電的。副邊假負載、副邊采樣控制電路也是要耗電的。這些電路要優(yōu)化，其能耗要追究。
5.最敏感的電流采樣、過零（谷底）采樣、FB采樣電路要精心布置，電路要簡潔，阻抗要匹配，雜散參數(shù)影響要小，PCB要安靜。這是因為高效率電路對這些細微的控制有更高的要求，不能出問題。
6.各部波形要正常，沒有奇怪的、離譜的東西。環(huán)路、高PFC電路的主要參數(shù)要調試好，主要指標 PF 和 THD 要基本達到要求，工作穩(wěn)定，不能有振蕩，在這個前提下做的效率優(yōu)化才有意義。
7.在最后優(yōu)化效果出來前，（在經驗不足時）某些要影響效率的次要電路可以先裸奔。比如：磁珠要取消、DS上并聯(lián)的電容要取消、差模共模可短路、鉗位功率最小化（降低電壓運行看情況）、副邊二極管吸收電路不連接（用高耐壓二極管先代替看情況）、假負載功率最小化，CS采樣電阻最小化（非OCP模式），甚至VCC供電和副邊控制電路用電可考慮用電池組臨時供電。以免這些電路的設置不合理影響主電路運行工況，造成誤判。
四、變壓器設計
高效率反激變換器大部分設計技巧隱藏在變壓器里，繞組結構和磁決定變壓（換）器性能是繞組結構在決定運行參數(shù)。
1.繞組結構的約束條件：
●窗口約束
原邊副邊窗口分配用銅量大致相等，滿足幾何和能量的大致對應。技巧是分配要合理、線包要基本飽滿。
●三明治約束
二夾一的意思，是降低漏感的重要措施，技巧是減少EMC結構、安規(guī)結構的不利影響，耦合要緊密。還需注意氣隙對繞組的影響、磁芯作為導體的影響，輔助繞組的結構和位置。
●整層約束
是降低漏感最重要的措施，技巧是無論如何都要整層密繞、少半匝都不行，均繞不行、半層更不行，匝數(shù)太少就雙線或多線并繞、或者用與槽寬等寬的銅箔疊繞。
繞組結構設計可以歸結為平面幾何問題。設計目標是漏感最小化、氣隙最小化，需要較多的經驗、技巧、時間、智慧、精力才能達成。是反激變換器設計的重點，也是高效率反激設計的關鍵所在。漏感的設計標桿：1%，否則不能實現(xiàn)高效率。
2.繞組結構決定運行參數(shù)：
●一個繞組結構最終與原邊副邊匝數(shù)相對應，其匝比決定反射電壓 ：
●反射電壓決定原邊MOS和副邊二極管電壓應力（不含尖峰部分）：
● 有了反射電壓即可算出原邊電流應力：
●由此得到原邊電感量：
●基于臨界模式的最大PWM特征周期：
●與之對應的最低特征頻率和最大占空比：
3.磁參數(shù)優(yōu)化：
1）磁芯選擇
給出一個（PC40材質的）磁功率應力的經驗公式：
●可由此大致判斷（λ=1）磁芯是否合適。高效率的設計要求磁應力不能太緊張，也就是變壓器（包括繞組和磁芯）的發(fā)熱不要成為整個電源最突出的。當熱應力突出時，應增加磁芯的 Ae.B 或者使用更好的材質。
磁芯型號也有影響，骨架槽寬 B 越大于槽深 H 的偏平窗口由于越容易滿足整層約束而更有利于減少漏感。
2）磁飽和強度Bs
優(yōu)化方向是Bs值最優(yōu)化，約束條件是磁芯品質，可按 Bs（或原邊電感量 Lp）擴大20%～30%余量后 Ipk 波形可見臨界飽和跡象為判據確定Bs取值。更高的Bs取值，對應更小的氣隙、更小的漏感，更小的尖峰電壓、可能更高的整機效率。但太高的Bs取值會使上述余量更小、磁芯的品質控制困難、成品率降低。
Bs不能靠估計，要實測。Bs有個最佳值，PC40材質，大約為0.3T，偏離這個最佳值都會降低效率。
4.運行參數(shù)優(yōu)化：
1）匝比 Np/Ns，反射電壓 Vr
優(yōu)化方向是匝比和反射電壓最優(yōu)化，約束條件是原邊電壓應力（即MOS管耐壓）。更大的匝比對應更高的反射電壓Vr、更小的峰值電流 Ipk、可能更小的漏感、更大的最大占空比 Dmax、更低的副邊電壓應力Vs（以便使用最低耐壓的肖特基）。但反射電壓太高會導致開關電壓應力及開關損耗增加，抵消以上效應，應適可而止。
2）原邊匝數(shù)Np
優(yōu)化方向是原邊匝數(shù)最優(yōu)化，約束條件是磁損和開關損耗。更少的原邊匝數(shù)，對應更小的氣隙、更小的漏感絕對值、更小的尖峰、更小原邊電感量 Lp、更高的特征頻率 Fo、更低的銅損、更大的磁損、更大的開關損耗、可能更高的輸入電壓低端效率、可能更低的輸入電壓高端效率。根據這些表現(xiàn)，優(yōu)化到佳值。
五、電路優(yōu)化配合
一個好的變壓器設計出來以后，需要電路與之配合，才能充分發(fā)揮高效率特性。
1.鉗位電路
尖峰一定是有的，尖峰大小取決于漏感，鉗位功率也取決于漏感。鉗位二極管耐壓應不低于MOS管耐壓，一般應考慮用快恢復的。避免使用4007、磁珠、二極管上串電阻，這些東西是要發(fā)熱的。鉗位電阻應與鉗位電容配合，考慮到漏感能量有一部分消耗在開關上，鉗位功率控制在漏感的50%以下為宜。
2.副邊二極管反壓尖峰 RC 吸收電路
非CCM模式，建議在原邊MOS驅動上動手腳，增加導通電阻、減緩導通速率、利用米勒效應轉移功率、達成減小甚至完全消除副邊二極管反壓尖峰之目的。此法可完全省掉RC吸收，收獲最高整機效率。即使有過渡到CCM模式，上述導通電阻也應做適應性調整，采用一個合理取值，配合RC吸收達成目的。
RC吸收是有損吸收，對于每一個案例、每一個吸收電容值，都有一個最佳電阻值配合使尖峰最小化，找到這個電阻值，達成最小損耗的吸收。在多路輸出時，主要的回路才需要RC吸收（并按上面的方法使損耗最小化），次要的回路建議裸奔（用二極管耐壓去扛），或者稍微吸收一下即可，切不可喧賓奪主。
3.副邊二極管耐壓
在漏感最小化、吸收最佳配合后，副邊二極管電壓應力已經最小化了，按此電壓應力選擇一款最低耐壓的肖特基，即達成最高效應用。即使有同步整流助力也應如此。此舉是提高整機效率最重要的措施之一。
六、其它電路優(yōu)化配合
1.副邊控制電路耗電最小化設計 盡量在 TL431（1～2mA）范圍內解決問題，假負載電流、吸收回路電流亦可利用起來為其供電。避免單獨繞組供電的設計。
2.輔助繞組電壓最小化設計 以芯片VCC工況為準，電壓匹配、電流夠用即可，VCC電容容量夠用即可。能少一匝就少繞一匝的意思，避免為加快啟動而故意增加VCC電流的設計。
3.電流采樣電阻Rcs 可能成為PCB板上的熱點，也就是損耗點。在必須采樣時，應該糾結芯片的采樣閥值設置，盡量低一點有利效率；否則可適當減小此電阻值，減小熱損失。
4.EMC最優(yōu)化設計 對高效率電源而言，EMC最優(yōu)化設計的另一個目的是簡化端口的差模共模工程，從而減少器件損耗、提高效率。這些措施是：
a、變壓器 EMC 結構要追究、隔離屏蔽要做好
b、 PCB 要做好
c、 Y 電容要用兩只來湮滅偶極子噪音
d、開關導通速率宜緩不宜急
e、 共模差模結構要合理
5.熱平衡設計 仔細考察電源的熱景象，主要溫升器件的極端最大溫升應大致一致，一般可以50C°為限值。溫升還可判斷變壓器設計的合理性、散熱工的合理性、意外的溫升點意味著高效率設計的敗筆。
