【導(dǎo)讀】在本文的第一部分——《如何通過改進(jìn)IGBT模塊布局來克服芯片縮小帶來的熱性能挑戰(zhàn)》，我們提到尺寸和功率往往看起來像硬幣的兩面。當(dāng)你縮小尺寸時(shí)，你不可避免地會(huì)降低功率。在那篇文章中，我們介紹了芯片縮小對(duì)熱性能的影響，以及如何通過優(yōu)化芯片位置和模塊布局來減輕這種影響。現(xiàn)在，讓我們來看看我們?nèi)绾文軌蚋纳齐姎庑阅?。同樣，我們將以采用TRENCHSTOP? IGBT 7技術(shù)的新型1200V、600A EconoDUAL? 3模塊為例，該模塊針對(duì)通用驅(qū)動(dòng)（GPD）、商業(yè)、建筑和農(nóng)業(yè)車輛（CAV）、不間斷電源（UPS）和太陽(yáng)能等應(yīng)用進(jìn)行了優(yōu)化。
1200V TRENCHSTOP? IGBT 7中功率技術(shù)與以前的IGBT 4技術(shù)相比，芯片縮小了約30%。芯片放置和模塊布局可以對(duì)較小的芯片的熱性能產(chǎn)生積極的影響，但它們也會(huì)影響開關(guān)損耗。
小芯片的電氣挑戰(zhàn)
在EconoDUAL? 3這樣的中等功率模塊中，需要并聯(lián)多個(gè)芯片以實(shí)現(xiàn)高模塊電流。為了充分利用芯片技術(shù)的開關(guān)性能，一個(gè)適當(dāng)?shù)哪K設(shè)計(jì)是關(guān)鍵，這意味著并聯(lián)芯片的對(duì)稱性非常重要。
開關(guān)速度和損耗的一個(gè)限制因素是在IGBT開啟期間從二極管到IGBT之間的換流。圖1說明了在相同的di/dt，和相同的IGBT和二極管技術(shù)和尺寸下，兩種不同模塊布局的IGBT開啟過程。
圖1：模塊布局V1和V2的IGBT 7開啟過程，開關(guān)速度相同
當(dāng)電流開始上升時(shí)，CE電壓下降。兩種不同布局之間的一個(gè)明顯區(qū)別是，電壓（Vce）在V1中顯示出一個(gè)駝峰曲線，這是由二極管的恢復(fù)過程造成的。二極管的電流需要過零，以便能夠承擔(dān)電壓。從這點(diǎn)開始，IGBT可以將電壓轉(zhuǎn)移到二極管上，讓自己的電壓下降，直到達(dá)到飽和狀態(tài)（Vcesat）。
由于芯片并聯(lián)，最慢的二極管決定了整體開關(guān)速度。盡管兩種布局在第一階段顯示了相等的di/dt，但V2有一個(gè)較高的反向恢復(fù)電流峰值，而V1在最后階段顯示了一個(gè)較高的反向恢復(fù)拖尾電流。這表明兩種布局的二極管恢復(fù)過程是不同的，而且它直接影響到IGBT的開通損耗和二極管的關(guān)斷損耗。為了更清楚地看到這一點(diǎn)，你可以比較V1和V2的模塊布局的簡(jiǎn)化原理圖（圖2）。
比較模塊布局原理圖以改善換流能力
圖2：模塊布局V1和V2的簡(jiǎn)化示意圖。低邊IGBT的開啟過程和反向恢復(fù)電流的電流路徑用紅色標(biāo)出。
在V1中，高邊（HS）和低邊（LS）的所有IGBT和FWD被分別并聯(lián)，然后通過一個(gè)公共電感（LHS）連接。在LS IGBT的開啟過程中，所有的高邊二極管與低邊IGBT通過這個(gè)單一的公共電感進(jìn)行換向，這降低了反向恢復(fù)電流上升階段的di/dt，從而導(dǎo)致載流子的提取速度變慢。
在V2中，使用了不同的物理布局。在這里，每個(gè)高邊二極管可以在它自己的電流路徑上與相應(yīng)的低邊IGBT直接換向。這導(dǎo)致了在二極管電流的過零點(diǎn)到反向恢復(fù)電流峰值之間的階段有一個(gè)更陡峭的di/dt。更多的電荷載流子在第一階段被提取，而二極管可以更快地建立電壓（圖3）。
圖3：在相同的di/dt開關(guān)速度下，模塊布局V1和V2的二極管關(guān)斷
當(dāng)從所有二極管中提取載流子的過程是同步的，IGBT電壓可以更快地下降，降低IGBT開啟的開關(guān)損耗。最好的情況是當(dāng)并聯(lián)的IGBT可以直接與對(duì)面的各自的續(xù)流二極管（FWD）換向，所有的路徑都有理想的相同電感。盡管V2中低邊和高邊的不對(duì)稱性增加了，但可以實(shí)現(xiàn)整體開關(guān)損耗的巨大減少--在相同的di/dt下約為7%（圖4）。
圖4：在圖2和圖4所示的開關(guān)條件下，模塊布局V1和V2的相對(duì)IGBT 7開關(guān)損耗。
比較1200V 600A TRENCHSTOP? IGBT 7與前一代IGBT 4的熱和電氣性
從本文的第一部分--以及現(xiàn)在的第二部分--可以看出，優(yōu)化模塊布局對(duì)散熱和電氣性能都有重大影響。但是，這在實(shí)踐中是如何應(yīng)用的呢？為此，讓我們比較一下以前的EconoDUAL? 3 1200V, 600A with TRENCHSTOP? IGBT4配備的模塊布局V1（FF600R12ME4_B72）和新的EconoDUAL? 3 1200V, 600A with TRENCHSTOP? IGBT7配備的模塊布局V2。
為了得到一個(gè)實(shí)際的比較，讓我們看看典型應(yīng)用條件下的性能（圖5）。我們?cè)谀孀兤鞴ぷ髂Ｊ较逻\(yùn)行模塊，采用強(qiáng)制空氣散熱器冷卻。為了獲得模塊的完整熱圖像，我們用紅外相機(jī)測(cè)量了IGBT和FWD的結(jié)溫。
圖5：典型仿真條件
受到二極管瞬變的限制，IGBT4模塊（FF600R12ME4_B72）是在du/dt為4.1kV/μs時(shí)測(cè)試的。IGBT7模塊是在兩個(gè)不同的開關(guān)速度--5 kV/μs和6.5kV/μs--下測(cè)量的。從圖6中的結(jié)果可以看出，IGBT4模塊的最大有效值電流為490A，而IGBT7模塊在5kV/μs的IGBT（du-dt）on下最大可輸出520A的電流，在6.5kV/μs的IGBT（du-dt）on下輸出電流可達(dá)到535A。這意味著，在典型的應(yīng)用條件下，新的EconoDUAL? 3 1200V, 600A TRENCHSTOP? IGBT7可以提供約8%的更高的輸出有效值電流，而不會(huì)受到開關(guān)速度的限制。
圖6：測(cè)量平均芯片溫度Tvj,avg作為不同IGBT（du-dt）on的RMS輸出電流IRMS的函數(shù)
這些數(shù)字表明，即使不改變芯片技術(shù)，也可以通過模塊設(shè)計(jì)在熱和電氣方面實(shí)現(xiàn)更高的輸出電流。在應(yīng)用條件下的實(shí)際測(cè)量中，也證實(shí)了這些發(fā)現(xiàn)。
新開發(fā)的帶有TRENCHSTOP? IGBT7的EconoDUAL? 3 1200V, 600A的整體開關(guān)損耗與前一代帶有IGBT 4的產(chǎn)品相比可減少約10%至25%。此外，其靜態(tài)損耗可降低20%。測(cè)量結(jié)果證實(shí)，在150°C時(shí)，輸出電流增加了約7%，但如果使用IGBT7的過載運(yùn)行溫度高達(dá)175°C，這種差異會(huì)更加明顯。
雖然芯片縮小可能會(huì)提高熱阻，但是通過巧妙的模塊設(shè)計(jì)，芯片的縮小卻不一定導(dǎo)致應(yīng)用性能下降。
參考閱讀
論文|1200V IGBT7和Emcon7可控性更佳，助力提升變頻器系統(tǒng)性能（上）
論文|1200V IGBT7和Emcon7可控性更佳，助力提升變頻器系統(tǒng)性能（下）
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