中心論題：

• 分析倍頻式ICBT高頻感應(yīng)加熱電源主電路工作原理
• 分析倍頻式ICBT高頻感應(yīng)加熱電源負(fù)載短路，提出相關(guān)電路參數(shù)的選擇原則
• 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

解決方案：

• 采用IGBT作為功率開關(guān)，利用倍頻電路的特性將電路推向高頻化
• 選擇合適的Cd和LT的值，在一定程度上減小浪涌電流的大小

引言
絕緣柵雙極型晶體管ICBT（Insulated Gale Bipolar Translstor）是由MOSFET和雙極型晶體管復(fù)合而成的一種器件，其輸入極為MOSFET，輸出極為PNP晶體管，因此，它既具有MOSFET器件驅(qū)動(dòng)簡單和快速的優(yōu)點(diǎn)，又具有雙極型器件容量大的特點(diǎn)。這些優(yōu)點(diǎn)使得IGBT在現(xiàn)代電力電子技術(shù)中得到了越來越廣泛的應(yīng)用。

采用IGBT作為功率開關(guān)，利用倍頻電路的特性將電路推向高頻化，通過改變內(nèi)外槽路頻率差的大小，可以實(shí)現(xiàn)功率的調(diào)節(jié)和負(fù)載的匹配。

在工件淬火和焊接等工藝中，由于各種原因會(huì)造成電源負(fù)載端突然短路。本文通過對(duì)負(fù)載短路時(shí)的電路特性的研究，提出了電路參數(shù)的選擇原則。

主電路工作原理分析
倍頻式ICBT高頻感應(yīng)加熱電源主電路如圖1所示。電路在穩(wěn)態(tài)下，通過S1～S4和D1～D4的輪流導(dǎo)通，換流支路和隔直電容之間進(jìn)行充放電，產(chǎn)生的振蕩電流流經(jīng)負(fù)載交流等效電阻RH，構(gòu)成負(fù)載電流的正負(fù)半波。

其一個(gè)工作循環(huán)可分為表1中幾個(gè)階段。

 
負(fù)載短路分析
在負(fù)載短路時(shí)，逆變橋囚侵入干擾信號(hào)而產(chǎn)生直通短路，逆變橋輸入電壓突降為零。這時(shí)，原來儲(chǔ)藏在濾波電感Ld中的磁能和隔直電容Cd中的電能均分別以短路電流ids和iHs的形式向逆變電路釋放，等效電路圖為圖2（a）所示。橋中IGBT流過的短路電流is為

 
式中：ωs為振蕩電流的振蕩周期；

δs為振蕩電流的衰減系數(shù)。

這一浪涌電流由檢測電路檢巾并使保護(hù)電路立即動(dòng)作，發(fā)出過流信號(hào)，整流電路即由整流狀態(tài)向逆變電路過渡。逆變橋關(guān)斷時(shí)的等效電路如圖2（b）所示，短路電流ids移至Cd支路，Cd被充電，Cd端壓逐漸上升，短路電流下降，此后短路電流在Cd、Ld、以及吸收電路中R和C構(gòu)成的回路中作振蕩衰減，直至能量消耗完為止。ids沿Ld流過，由于電路的慣性較大，電流增長不多，近似于短路前的工作電流Ido，于是浪涌電路的幅值為Ism=IHsm+Ido （4）

 
要減小負(fù)載短路時(shí)產(chǎn)生的浪涌電流對(duì)功率管的沖擊，一般采用兩種方案：其一，實(shí)時(shí)檢測電流大小，當(dāng)超過保護(hù)設(shè)定值時(shí)，保護(hù)電路立即動(dòng)作，這就要求保護(hù)電路的動(dòng)態(tài)特性非常好，包括檢測電路的延時(shí)、保護(hù)動(dòng)作電路的延時(shí)，在高頻電路中實(shí)現(xiàn)起來是很困難的；其二，主電路中采取限流元器件，使電路發(fā)生短路時(shí)，電流上升的速度緩慢，這樣保護(hù)電路有充足的時(shí)間來響應(yīng)。在本系統(tǒng)中，考慮到電路頻率較高，容量較大，發(fā)生短路時(shí)要求保護(hù)很迅速，因此采用以上兩種方案相結(jié)合：檢測電路檢測到過流時(shí)，采用降柵壓慢關(guān)斷技術(shù)，增強(qiáng)功率器件的瞬時(shí)過流能力，而后保護(hù)電路動(dòng)作；同時(shí)，從式（3）可以看出，選擇合適的Cd和LT的值，可以在一定程度上減小浪涌電流的大小。

所謂降柵壓慢關(guān)斷技術(shù)指的是，當(dāng)IGBT出現(xiàn)過流時(shí)，先將其柵極驅(qū)動(dòng)電壓降低，然后將其關(guān)斷，一是延長了IGBT能夠承受過流的時(shí)間，二是可以降低器件受到過流沖擊的幅度。過流時(shí)器件通態(tài)壓降升高，管子瞬時(shí)熱損耗急劇增加，為防止器件熱損壞，過流時(shí)間應(yīng)足夠短，一般<10μs。SHARP公司的光耦合器PC929將這一功能和驅(qū)動(dòng)電路集成在一起，器件內(nèi)部原理圖如圖3所示。

 
從圖3中可以看出，當(dāng)過流發(fā)生時(shí)，PC929的腳⑨檢測到IGBT導(dǎo)通壓降升高，IGBT protectorcircuit作用溝肐GBT的驅(qū)動(dòng)電壓降低，以限制IGBT的短路沖擊電流幅值。同時(shí)，可以將短路信號(hào)送至控制電路，并將IGBT驅(qū)動(dòng)信號(hào)關(guān)斷，避免器件因過流而損壞。將保護(hù)電路和驅(qū)動(dòng)電路集成，既可以減小保護(hù)電路響應(yīng)時(shí)間，又可以減小外界噪聲干擾。

下面通過仿真來選擇合適的Cd和LT之值，從而減小短路浪涌電流峰值。一般來講，IGBT的瞬時(shí)承受浪涌電流的能力是其額定電流的2～3倍。因此，在該電路設(shè)計(jì)時(shí)取IGBT的瞬時(shí)承受的電流為250A，當(dāng)直流電壓Ucd=500V時(shí)，為了使短路發(fā)生時(shí)不至于燒壞IGBT，從式（3）可知，Cd和LT必須滿足式（5）。

 
從減小短路電流的角度看，Cd要盡可能小，LT要盡可能大。但Cd過小，電路工作時(shí)存在以下缺點(diǎn)：隔直效果不理想；輸出電壓正弦失真度過高，輸出電壓降低，加熱效果不理想；反并二極管重新導(dǎo)通，增加二極管的電流容量，如圖4所示。

 
當(dāng)LT過大時(shí)，電路工作時(shí)存在以下缺點(diǎn)：LT上的高頻壓降過高，使得輸出電壓降低；管子關(guān)斷時(shí)承受的正向阻斷電壓升高；內(nèi)槽路諧振頻率減小，IGBT和二極管出現(xiàn)二次導(dǎo)通，如圖5所示。

 
圖6是LT/Cd=4，Cd=0.75μF，LT=3μH時(shí)的仿真波形，通過與圖4和圖5的對(duì)比可以看出，此時(shí)參數(shù)選擇最為合適。

 
上述仿真波形中存在的振蕩，均是由器件的寄生電容、二極管反向恢復(fù)過程引起的。圖7是在LT從3μH變化到8μH時(shí)，管子關(guān)斷時(shí)承受的電壓波形和負(fù)載輸出電壓波形。可以看出LT在這一范圍取值是比較合適的。

 
實(shí)驗(yàn)結(jié)果
結(jié)合前面的分析，做了相關(guān)的實(shí)驗(yàn)，其波形如圖8所示。該實(shí)驗(yàn)中IGBT的工作頻率是50kHz，負(fù)載輸出頻率為100kHz。

 
圖8中曲線1是流過IGBT的電流波形，由于電流互感器方向與電流實(shí)際方向相反，所以，與曲線2所示的IGBT兩端電壓uds的波形邏輯相反。

從波形來看，實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了前面分析的正確性。

結(jié)語
采用IGBT作為功率開關(guān)，利用倍頻電路的特性可以將電路推向高頻化。在負(fù)載短路時(shí)，選擇合適的Cd和LT的值，可以在一定程度上減小浪涌電流的大小，從而更好地保護(hù)電路，保證了電路的可靠運(yùn)行。