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一種能降低熱插拔控制電路電流的方案

發(fā)布時(shí)間:2017-01-20 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】當(dāng)熱插拔控制電路的輸出發(fā)生短路時(shí),會(huì)觸發(fā)內(nèi)部斷路器功能并斷開電路。但在內(nèi)部斷路器做出反應(yīng)之前,剛開始的短路電流可能達(dá)到數(shù)百安培。通常熱插拔控制器斷路器的延遲時(shí)間是200ns至400ns,再加上柵極下拉電流有限,柵極關(guān)閉時(shí)間可能需要10µs至50µs。在此期間,會(huì)產(chǎn)生較大的短路電流。
 
本應(yīng)用筆記給出了一個(gè)簡(jiǎn)單的外部電路,它能將初始電流尖峰降至最小并在200ns至500ns內(nèi)隔離短路故障。 
 
典型熱插拔電路
 
我們來考察采用MAX4272構(gòu)建的+12V、6A典型熱插拔控制電路(圖1)。根據(jù)MAX4272的規(guī)格指標(biāo),可知其包含觸發(fā)門限分別為50mV和200mV的低速和快速比較器(整個(gè)溫度范圍內(nèi),容限分別為43.5mV至56mV和180mV至220mV)。觸發(fā)電流大小通常為工作電流的1.5至2.0倍,選擇RSENSE = 5mΩ。RSENSE允許有5%的容限,過載條件下低速比較器的觸發(fā)電流范圍是8.28A至11.76A;發(fā)生短路時(shí),快速比較器的觸發(fā)電流范圍是34A至46.2A。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖1. 典型的熱插拔控制電路
 
低速比較器的最低觸發(fā)門限比正常工作電流高38%,快速比較器的短路觸發(fā)門限是工作電流的6至8倍。
 
快速比較器的延遲時(shí)間為350ns,這一時(shí)段的短路電流尖峰僅受限于電路阻抗。此后電流緩慢下降,直至完全隔離短路故障,3mA柵極下拉電流限制了MOSFET M1柵極電容(3nF至4nF)的放電速率。短路電流在15µs至40µs內(nèi)緩慢減小,與此同時(shí),柵極電壓從19V被拉到接近地電位。
 
峰值短路電流
 
最初350ns內(nèi)的峰值電流由以下因素決定:
 
(a) 電源ESR,(b) 短路狀態(tài),(c) RSENSE阻值,(d) M1的RDS(ON),(e) M1的ID(ON)。
 
以上參數(shù)均采用最接近實(shí)際情況的取值,可以計(jì)算出短路時(shí)電路的總阻抗:
 
(電源ESR ≈ 4mΩ) + (短路環(huán)節(jié) ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。
 
這時(shí),短暫的峰值電流為:ISC ≈ 750A,并取決于電源的儲(chǔ)能電容(帶2200µF電容的低ESR背板以750A電流放電時(shí),1µs內(nèi)電壓僅降低340mV)。這種情況下,實(shí)際的峰值ISC會(huì)由M1的ID(ON)限制到400A左右。
 
ID(ON)取決于VGS,因此有必要檢查電路,以確定這一時(shí)段的柵-源電壓。MAX4272包含一個(gè)內(nèi)部電荷泵,可使正常工作時(shí)的柵極電壓高出VIN約7V。因而MOS管導(dǎo)通時(shí)VGS = 7V。
 
短路的第二個(gè)影響是它實(shí)際上增加了VGS。短路在M1的漏-源之間引入了一個(gè)電壓階躍 -等于總輸入電壓的一部分。由于M1的RD(ON)約為預(yù)估的短路總阻抗的1/3,此時(shí)施加的VDS約為12V階躍電壓的1/3。由漏-柵電容cdg和柵-源電容cgs組成的分壓器會(huì)將該階躍電壓的一部分轉(zhuǎn)移到柵極。經(jīng)過適當(dāng)計(jì)算,可知引入的額外ΔVGS為300mV至500mV,但短路期間進(jìn)行的測(cè)試表明該值可高達(dá)ΔVGS = +3V。
 
至此可以清楚地看出,牢固可靠的短路會(huì)在幾微秒至幾十微秒內(nèi)產(chǎn)生數(shù)百安培的電流。
 
設(shè)計(jì)者可能希望將ISC峰值限制在50A,持續(xù)時(shí)間小于1µs,但如果不增加更快速的比較器和柵極下拉電路的話,這一要求是不切實(shí)際的。然而,可以考慮對(duì)電路做一些簡(jiǎn)單的修改。
 
1.在內(nèi)部快速比較器最初的350ns響應(yīng)時(shí)間內(nèi),電流會(huì)由ID(ON)限制在幾百安以內(nèi),此時(shí)可以通過增加一個(gè)簡(jiǎn)單的外部電路來加快柵極放電,從而將短路持續(xù)時(shí)間限制≤ ½µs。
 
2.或者用一個(gè)稍復(fù)雜的外部電路將Isc峰值限制在100A范圍內(nèi),并且持續(xù)時(shí)間≤ 200ns。
 
快速柵極下拉電路限制大短路電流的持續(xù)時(shí)間
 
只需增加一個(gè)PNP型達(dá)林頓管Q1,即可極大地縮短大短路電流的持續(xù)時(shí)間,如圖2所示。二極管D1允許柵極在導(dǎo)通狀態(tài)下正常充電,而關(guān)斷時(shí)控制器的3mA柵極放電電流改為直接驅(qū)動(dòng)Q1的基極。然后Q1在約100ns時(shí)間內(nèi)迅速完成柵極放電。這樣,發(fā)生短路時(shí)的大電流持續(xù)時(shí)間大為縮短,僅略大于快速比較器350ns的延遲時(shí)間。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖2. 具有快速柵極下拉的熱插拔控制器
 
快速限流電路
 
借助圖3所示的電路,可以將短路電流限制在約100A以下,持續(xù)時(shí)間小于200ns。當(dāng)RSENSE兩端的電壓差達(dá)到約600mV時(shí),PNP型晶體管Q1a將觸發(fā)并驅(qū)動(dòng)NPN型晶體管Q1b,從而使M1的柵極電容快速放電。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖3. 具有快速短路峰值電流限制功能的熱插拔控制器
 
M1柵極和源極之間的C2可進(jìn)一步減小發(fā)生短路時(shí)作用在柵極上的正向瞬態(tài)階躍電壓,該電容的取值范圍為10nF至100nF。
 
齊納二極管D1用來將VGS限制到7V (MAX4272提供該電壓)以下的某個(gè)值。
 
雖然齊納二極管D1在偏置電流為5mA時(shí)的額定值為5.1V,但在本電路中,MAX4272僅能輸出100µA的柵極充電電流(齊納二極管偏置電流),因此D1會(huì)將VGS限制在3.4V左右。受到限制的VGS可降低ID(ON),當(dāng)然RD(ON)會(huì)增大一些。根據(jù)MOS管的數(shù)據(jù)資料可知:VGS為3.4V時(shí)RD(ON)為5mΩ,VGS為7V時(shí)RD(ON)為3mΩ。這樣可以更快地關(guān)斷M1。
 
D1和C2也可以用在圖1和圖2的電路中,以降低短路時(shí)的ID(ON)。
 
測(cè)試方法-造成短路
 
沒有什么比制造短路更簡(jiǎn)單了。
 
但要產(chǎn)生牢固可靠并且重復(fù)性較好的短路情況非常富有挑戰(zhàn)性。本測(cè)試對(duì)以下幾種制造短路的方法進(jìn)行了評(píng)估。
 
  • 機(jī)械開關(guān)閉合時(shí)總會(huì)出現(xiàn)幾毫秒的觸點(diǎn)抖動(dòng)過程。旋轉(zhuǎn)式多觸點(diǎn)開關(guān)似乎可以避免類似情況發(fā)生,但由于多次大電流閉合所形成的電火花會(huì)腐蝕觸點(diǎn),因此開關(guān)的重復(fù)性令人懷疑。
  • 大電流繼電器觸點(diǎn)閉合時(shí)也會(huì)產(chǎn)生抖動(dòng),并且會(huì)表現(xiàn)出不同的閉合電阻。
  • 實(shí)驗(yàn)證明,可控硅整流器的電流上升速率不盡人意。
  • 大電流汞位移繼電器是人們寄予厚望的最佳方法,但結(jié)果并不令人滿意。一個(gè)標(biāo)稱阻抗4mΩ的60A、600V汞繼電器在剛開始接觸時(shí)阻抗為40mΩ,隨著電流脈沖流過15µs后會(huì)輕松降至4mΩ。
  • 手工短路操作可提供一種隨意的、斷續(xù)并且非重復(fù)性的短接方式,具有較強(qiáng)的隨機(jī)性!可以獲得非常陡的電流波前沿。綜上所述,盡管觸點(diǎn)腐蝕對(duì)每次閉合的重復(fù)性有影響,但這種方法仍是最有效(和最經(jīng)濟(jì))的。
 
最可行的實(shí)驗(yàn)室方法是采用多個(gè)大輸出CMOS施密特線路驅(qū)動(dòng)器來驅(qū)動(dòng)多個(gè)并連、低RD(ON)、NMOS晶體管。由于時(shí)間和資源所限,這一方案未被采納。 
 
如果在實(shí)驗(yàn)室里通過機(jī)械手段,來始終如一地產(chǎn)生帶陡峭電流波前的真正低阻短路故障極為困難。電路工作時(shí)幾乎肯定會(huì)經(jīng)歷這種意外短路故障。
 
通常人為制造短路將產(chǎn)生如圖4所示的電容放電電流和電壓波形。上方曲線是選擇5V/div檔位時(shí)記錄的短路輸出電壓, 可以看出大部分時(shí)間(25µs/div)內(nèi)電容放電不足一半。下方曲線是選擇25A/div檔位時(shí)記錄的短路電流,可清楚地顯示出接觸是斷斷續(xù)續(xù)的。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖4. 不規(guī)則的機(jī)械短路信號(hào)波形
 
構(gòu)建ESR低于5mΩ的電源也不容易。盡管如此,仍竭盡全力構(gòu)建了一個(gè)低ESR (4–5mΩ)的電壓源,經(jīng)細(xì)心測(cè)量,可知在100A短路情況下電壓下降440mV。該電壓源的輸入端直接并聯(lián)了1個(gè)5500µF的計(jì)算機(jī)等級(jí)電解電容、1個(gè)3.3µF多層陶瓷電容以及6個(gè)100µF專業(yè)聚合物鋁電解電容,并由1個(gè)10A電源驅(qū)動(dòng)。
 
短路電流波形
 
圖1所示電路(未作改進(jìn))的短路電流波形如圖5所示。由于測(cè)量的是電流檢測(cè)電阻RS兩端的電壓,并且示波器地與測(cè)試電路的+12V輸入端相連,因此信號(hào)波形看上去是反相的。RS為6mΩ,電壓檔位選擇1V/div,峰值電壓為2400mV或400A。電流波前并不像接觸良好時(shí)一樣陡峭。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖5. 電路未作改動(dòng)時(shí)具有400A峰值短路電流
 
觀察圖6所示的電壓信號(hào)波形有助于加深理解,圖中給出了短路時(shí)的輸出電壓、M1柵極電壓波形以及RS兩端的電壓。所有電壓均以+12V輸入為參考。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖6. 電路未作改動(dòng)時(shí)的短路電壓和電流波形 
 
VOUT - VIN信號(hào)波形顯示,短路期間VOUT下降了7V,這表明短路阻抗只略低于總電路阻抗的½。更低阻抗的短路故障會(huì)產(chǎn)生高于400A的峰值電流。信號(hào)波形還表明在開始的300ns內(nèi)短路不是完全牢固可靠;這導(dǎo)致了VSENSE信號(hào)波形緩慢下落。 
 
由VGATE波形可以看出,最初VGS = 7V,由于VOUT下降,1µs后增至10V左右。5µs后VGS僅降至9V,20µs時(shí)降至6V,33µs時(shí)降至4V。由于放電電流僅為3mA,因此柵極放電緩慢。這樣一來,發(fā)生短路故障后27µs內(nèi)短路電流仍為100A。
 
圖2的快速柵極下拉電路不大會(huì)降低最初的短路電流,但PNP型達(dá)林頓管下拉會(huì)迅速終止電流信號(hào)波形。這種配置下的短路電流信號(hào)波形如圖7所示,峰值電流仍為2400mV或400A,但快速比較器在370ns觸發(fā)后,電流可在50ns內(nèi)阻斷。還應(yīng)注意,短路電流信號(hào)波形是非常陡峭的,表明機(jī)械短路非??煽?。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖7. 快速下拉電路的短路電流波形
 
當(dāng)電路電容給輸入電容充電時(shí)電源電流發(fā)生反向,并導(dǎo)致+12V輸入端出現(xiàn)一個(gè)小幅正向過沖。 
 
圖3的快速短路峰值電流限制電路在限制峰值電流以及短路電流持續(xù)時(shí)間方面均有效。如圖8所示,RS (6mΩ)兩端的電壓峰值為600mV,對(duì)應(yīng)100A峰值電流。短路電流阻斷極其迅速,電流脈沖在200ns內(nèi)完全終止。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖8. 改進(jìn)后熱插拔控制器電路的短路電流脈沖
 
利用該技術(shù)可將背板電源干擾降至最低,如圖9所示,會(huì)在測(cè)試方法一節(jié)中提到的+12V電源上產(chǎn)生小于±500mV的峰值電壓干擾。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖9. 圖3電路發(fā)生短路時(shí)引起的背板干擾
 
再次看到陡峭的電流波前,表明這是一個(gè)質(zhì)量非常高的短路狀態(tài)。遺憾的是,很難復(fù)現(xiàn)這樣的陡峭電流波形。
 
那么發(fā)生了什么?
 
PNP-NPN檢測(cè)/下拉電路終止短路電流(然后解除控制)如此迅速,以至于MAX4272快速比較器沒有足夠的時(shí)間觸發(fā)(響應(yīng)時(shí)間 = 350ns)。圖10顯示了500µs時(shí)段的VGS信號(hào)波形(短路開始后450µs)。由于100µA的柵極充電電流仍然存在,已經(jīng)被放電的柵極電壓又開始上升。大約130µs后,柵極電壓被充分充電(3V),VOUT升至大約1V,這時(shí)短路電流再次開始流動(dòng)。重新充電的過程很慢,足以使快速比較器在電流為33A時(shí)觸發(fā)(200mV/6mΩ),IC將執(zhí)行關(guān)斷和閉鎖操作。
 
一種能降低熱插拔控制電路電流的方案
圖10. 短路情況下VGS的時(shí)間壓縮視圖
 
結(jié)論
 
當(dāng)熱插拔控制電路發(fā)生短路故障時(shí),本文討論的兩種電路都可以通過限制功耗來保護(hù)背板電源。圖2所示的簡(jiǎn)單電路能夠?qū)⒍搪冯娏鞒掷m(xù)時(shí)間縮短到500ns以內(nèi);圖3電路稍微復(fù)雜些,但可將短路電流限制在100A以內(nèi),并且短路電流脈寬小于200ns。
 
以上任何一種技術(shù)都適用于大多數(shù)熱插拔控制電路。 
 
取決于電源內(nèi)阻、短路阻抗以及短路故障本身的特性和故障發(fā)生時(shí)間,個(gè)別測(cè)試結(jié)果會(huì)存在一定差異。
 
本文來源于Maxim。
 
 
 
 
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