圖1. CMOS線性輸出級(jí)

功率消耗在所有線性輸出級(jí)，因?yàn)楫a(chǎn)生輸出電壓VOUT的過(guò)程中不可避免地會(huì)在至少一個(gè)輸出晶體管內(nèi)造成非零的IDS和VDS。功耗大小主要取決于對(duì)輸出晶體管的偏置方法。

A類(lèi)放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使用一只晶體管作為直流（DC）電流源，能夠提供揚(yáng)聲器需要的最大音頻電流。A類(lèi)放大器輸出級(jí)可以提供優(yōu)良的音質(zhì)，但功耗非常大，因?yàn)橥ǔＳ泻艽蟮腄C偏置電流流過(guò)輸出級(jí)晶體管（這是我們不期望的），而沒(méi)有提供給揚(yáng)聲器（這是我們期望的）。

B類(lèi)放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)沒(méi)有DC偏置電流，所以功耗大大減少。其輸出晶體管是以推拉方式獨(dú)立控制，從而允許高端晶體管為揚(yáng)聲器提供正電流，而低端晶體管吸收負(fù)電流。由于只有信號(hào)電流流過(guò)晶體管，因而減少了輸出級(jí)功耗。但是B類(lèi)放大器電路的音質(zhì)較差，因?yàn)楫?dāng)輸出電流過(guò)零點(diǎn)和晶體管在通斷狀態(tài)之間切換時(shí)會(huì)造成線性誤差（交越失真）。

AB類(lèi)放大器是A類(lèi)放大器和B類(lèi)放大器的組合折衷，它也使用DC偏置電流，但它遠(yuǎn)小于單純的A類(lèi)放大器。小的DC偏置電流足以防止交越失真，從而能提供良好的音質(zhì)。其功耗介于A類(lèi)放大器和B類(lèi)放大器之間，但通常更接近于B類(lèi)放大器。與B類(lèi)放大器電路類(lèi)似，AB類(lèi)放大器也需要一些控制電路以使其提供或吸收大的輸出電流。

不幸的是，即使是精心設(shè)計(jì)AB類(lèi)放大器也有很大的功耗，因?yàn)槠渲械确秶妮敵鲭妷和ǔ＿h(yuǎn)離正電源或負(fù)電源。由于漏源極之間的電壓降很大，所以會(huì)產(chǎn)生很大的瞬時(shí)功耗IDS×VDS。

D類(lèi)放大器由于具有不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（見(jiàn)圖2），其功耗遠(yuǎn)小于上面任何一類(lèi)放大器。D類(lèi)放大器的輸出級(jí)在正電源和負(fù)電源之間切換從而產(chǎn)生一串電壓脈沖。這種波形有利于降低功耗，因?yàn)楫?dāng)輸出晶體管在不導(dǎo)通時(shí)具有零電流，并且在導(dǎo)通時(shí)具有很低的VDS，因而產(chǎn)生較小的功耗IDS×VDS。
 

圖2. D類(lèi)開(kāi)環(huán)放大器框圖

由于大多數(shù)音頻信號(hào)不是脈沖串，因此必須包括一個(gè)調(diào)制器將音頻輸入轉(zhuǎn)換為脈沖信號(hào)。脈沖的頻率成分包括需要的音頻信號(hào)和與調(diào)制過(guò)程相關(guān)的重要的高頻能量。經(jīng)常在輸出級(jí)和揚(yáng)聲器之間插入一個(gè)低通濾波器以將電磁干擾（EMI）減至最小，并且避免以太多的高頻能量驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器。為了保持開(kāi)關(guān)輸出級(jí)的功耗優(yōu)點(diǎn)，要求該濾波器（見(jiàn)圖3）是無(wú)損的（或接近于無(wú)損）。低通濾波器通常采用電容器和電感器，只有揚(yáng)聲器是耗能元件。
 

圖3. 差分開(kāi)關(guān)輸出級(jí)和LC低通濾波器

圖4是A類(lèi)放大器和B類(lèi)放大器輸出級(jí)功耗（PDISS）的理想值與 AD1994 D類(lèi)放大器輸出級(jí)功耗的測(cè)量值的比較。圖中的曲線是指給定的音頻正弦波信號(hào)的輸出級(jí)功率與揚(yáng)聲器提供的負(fù)載功率（PLOAD）之間的關(guān)系。其中負(fù)載功率相對(duì)最大負(fù)載（PLOAD max）功率水平歸一化，箝位的正弦波信號(hào)保證10%總諧波失真（THD）。圖中的垂直線表示PLOAD開(kāi)始箝位的位置。
 

圖4. A類(lèi)、B類(lèi)放大器和D類(lèi)放大器輸出級(jí)的功耗比較

可以看出，對(duì)于多種負(fù)載其功耗明顯不同，尤其是在高端和中端值負(fù)載條件下。在箝位開(kāi)始之初，D類(lèi)放大器輸出級(jí)的功耗約是B類(lèi)放大器的1/2.5，是A類(lèi)放大器的1/27。應(yīng)當(dāng)注意，消耗在A類(lèi)放大器輸出級(jí)的功率比傳遞到揚(yáng)聲器的功耗大，這是使用大的DC偏置電流的結(jié)果。

輸出級(jí)功率效率Eff定義如下：


在箝位開(kāi)始之初，A類(lèi)放大器的Eff＝ 25%，B類(lèi)放大器的Eff＝78.5%，D類(lèi)放大器的Eff＝90%（見(jiàn)圖5）。對(duì)于A類(lèi)放大器和B類(lèi)放大器，這些最佳例證經(jīng)常在教科書(shū)中引用。

圖5. A類(lèi)、B類(lèi)和D類(lèi)放大器輸出級(jí)的功率效率比較

功耗和功率效率的差異在中等功率水平處很大。這對(duì)于音頻很重要，因?yàn)榇笠袅恳魳?lè)的長(zhǎng)期平均功率水平要比達(dá)到PLOAD max的瞬時(shí)峰值水平低很多（為其1/5到1/20，取決于音樂(lè)類(lèi)型）。因而，對(duì)于音頻放大器，[PLOAD = 0.1×PLOAD max] 是一個(gè)合理的平均功率水平，按照這個(gè)功率水平評(píng)估PDISS。在這個(gè)功率水平，D類(lèi)放大器輸出級(jí)的功耗是B類(lèi)放大器的1/9，是A類(lèi)放大器的1/107。

對(duì)于10 W  PLOAD max的音頻放大器，1 W的平均PLOAD認(rèn)為是保真音頻功率水平。在這種條件下，D類(lèi)放大器輸出級(jí)內(nèi)部功耗為282 mW，對(duì)于B類(lèi)放大器為2.53 W，對(duì)于A類(lèi)放大器為30.2 W。在這種情況下，D類(lèi)放大器的效率從高功率條件下的90%減少到78%。但即使是78%也要遠(yuǎn)優(yōu)于B類(lèi)放大器和A類(lèi)放大器，它們的效率分別為28%和3%。 這些差別對(duì)于系統(tǒng)設(shè)計(jì)具有重要的影響。對(duì)于1 W以上的功率水平，線性輸出級(jí)的過(guò)大的功耗要求采用有效的散熱方法以避免不可接受的發(fā)熱，通常是使用大金屬板作為散熱板，或用風(fēng)扇促進(jìn)放大器空氣散熱。如果放大器是集成電路（IC），就可能需要大尺寸、高成本的增強(qiáng)散熱封裝以促進(jìn)熱傳導(dǎo)。這些考慮在消費(fèi)類(lèi)產(chǎn)品中很麻煩，例如平板電視，其印制電路板面積（PCB）面積很寶貴，或汽車(chē)音響，其發(fā)展趨勢(shì)是在固定空間內(nèi)增加通道數(shù)。

對(duì)于1 W以下的功率水平，處理浪費(fèi)的功率可能比處理散熱還困難。如果是電池供電，線性放大器輸出級(jí)消耗電池電荷要比D類(lèi)放大器快。在上面的例子中，D類(lèi)放大器輸出級(jí)耗費(fèi)的電源電流是B類(lèi)放大器的1/2.8，是A類(lèi)放大器的1/23.6，因此它們用于蜂窩電話，PDA和MP3播放器等產(chǎn)品在電池的壽命方面有很大差別。

迄今為止，我們?yōu)榱撕?jiǎn)單起見(jiàn)，只是專(zhuān)門(mén)注重放大器輸出級(jí)的分析。但是當(dāng)考慮放大器系統(tǒng)中所有功耗時(shí)，線性放大器要比低輸出功率D類(lèi)放大器更有利。原因是在低功率水平條件下，產(chǎn)生和調(diào)制開(kāi)關(guān)波形所需要的功率會(huì)很大。因而，精心設(shè)計(jì)的低中功率的AB類(lèi)放大器的寬系統(tǒng)靜態(tài)功耗優(yōu)勢(shì)使得它們可與D類(lèi)放大器相競(jìng)爭(zhēng)。雖然對(duì)于寬的輸出功率范圍，毫無(wú)疑問(wèn)D類(lèi)放大器具有低功耗優(yōu)勢(shì)。
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D類(lèi)放大器術(shù)語(yǔ)以及差分方式與單端方式的比較

圖3示出D類(lèi)放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實(shí)現(xiàn)。這個(gè)H橋具有兩個(gè)半橋開(kāi)關(guān)電路，它們?yōu)闉V波器提供相反極性的脈沖，其中濾波器包含兩個(gè)電感器、兩個(gè)電容器和揚(yáng)聲器。每個(gè)半橋包含兩個(gè)輸出晶體管，一個(gè)是連接到正電源的高端晶體管MH，另一個(gè)是連接到負(fù)電源的低端晶體管ML。圖3中示出的是高端pMOS晶體管。經(jīng)常采用高端nMOS晶體管以減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅(qū)動(dòng)方法控制它們（見(jiàn)深入閱讀資料1）。

全H橋電路通常由單電源（VDD）供電，接地端用于接負(fù)電源端（VSS）。對(duì)于給定的VDD和VSS，H橋電路的差分方式提供的輸出信號(hào)是單端方式的兩倍，并且輸出功率是其四倍。半橋電路可由雙極性電源或單極性電源供電，但單電源供電會(huì)對(duì)DC偏置電壓產(chǎn)生潛在的危害，因?yàn)橹挥蠽DD/2電壓施加到過(guò)揚(yáng)聲器，除非加一個(gè)隔直電容器。

“激勵(lì)”的半橋電路電源電壓總線可以超過(guò)LC濾波器的大電感器電流產(chǎn)生的標(biāo)稱(chēng)值。在VDD和VSS之間加大的去耦電容器可以限制激勵(lì)dV/dt的瞬態(tài)變化。全橋電路不受總線激勵(lì)的影響，因?yàn)殡姼衅麟娏鲝囊粋€(gè)半橋流入，從另一個(gè)半橋流出，從而使本地電流環(huán)路對(duì)電源干擾極小。

音頻D類(lèi)放大器設(shè)計(jì)因素

雖然利用D類(lèi)放大器的低功耗優(yōu)點(diǎn)有力推動(dòng)其音頻應(yīng)用，但是有一些重要問(wèn)題需要設(shè)計(jì)工程師考慮，包括：

• 輸出晶體管尺寸選擇
• 輸出級(jí)保護(hù)
• 音質(zhì)
• 調(diào)制方法
• 抗電磁干擾（ EMI）
• LC濾波器設(shè)計(jì)
• 系統(tǒng)成本

輸出晶體管尺寸選擇

選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號(hào)調(diào)理范圍內(nèi)降低功耗。當(dāng)傳導(dǎo)大的IDS時(shí)保證VDS很小，要求輸出晶體管的導(dǎo)通電阻（RON）很?。ǖ湫椭禐?.1Ω～0.2Ω）。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容（CG）。開(kāi)關(guān)電容柵極驅(qū)動(dòng)電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開(kāi)關(guān)頻率。如果電容或頻率太高，這個(gè)“開(kāi)關(guān)損耗”就會(huì)過(guò)大，所以存在實(shí)際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導(dǎo)期間將IDS×VDS損失降至最小與將開(kāi)關(guān)損耗降至最小之間的一個(gè)折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導(dǎo)損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開(kāi)關(guān)損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開(kāi)關(guān)應(yīng)用中的總功耗，從而提供開(kāi)關(guān)頻率選擇上的靈活性。

輸出級(jí)保護(hù)

輸出級(jí)必須加以保護(hù)以免受許多潛在危險(xiǎn)條件的危害：

過(guò)熱: 盡管D類(lèi)放大器輸出級(jí)功耗低于線性放大器，但如果放大器長(zhǎng)時(shí)間提供非常高的功率，仍會(huì)達(dá)到危害輸出晶體管的水平。為了防止過(guò)熱危險(xiǎn)，需要溫度監(jiān)視控制電路。在簡(jiǎn)單的保護(hù)方案中，當(dāng)通過(guò)一個(gè)片內(nèi)傳感器測(cè)量的溫度超過(guò)熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級(jí)關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來(lái)。除了簡(jiǎn)單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過(guò)關(guān)斷閾值的二進(jìn)制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過(guò)測(cè)量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強(qiáng)制不發(fā)出聲音。

輸出晶體管過(guò)流: 如果輸出級(jí)和揚(yáng)聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導(dǎo)通電阻狀態(tài)不會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題，但如果這些結(jié)點(diǎn)不注意與另一個(gè)結(jié)點(diǎn)或正、負(fù)電源短路，會(huì)產(chǎn)生巨大的電流。如果不經(jīng)核查，這個(gè)電流會(huì)破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測(cè)輸出晶體管保護(hù)電路。在簡(jiǎn)單保護(hù)方案中，如果輸出電流超過(guò)安全閾值，輸出級(jí)關(guān)斷。在比較復(fù)雜的方案中。

電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個(gè)最大安全水平，同時(shí)允許放大器連續(xù)工作而無(wú)須關(guān)斷。在這個(gè)方案中，如果限流保護(hù)無(wú)效，最后的手段是強(qiáng)制關(guān)斷。有效的限流器還可在由于揚(yáng)聲器共振出現(xiàn)暫時(shí)的大瞬態(tài)電流時(shí)保持放大器安全工作。

欠壓: 大多數(shù)開(kāi)關(guān)輸出級(jí)電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時(shí)才能正常工作。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題。這個(gè)問(wèn)題通常通過(guò)欠壓封鎖電路來(lái)處理，只有當(dāng)電源電壓大于欠壓封鎖閾值時(shí)才允許輸出級(jí)工作。

輸出晶體管導(dǎo)通時(shí)序 : MH和ML輸出級(jí)晶體管（見(jiàn)圖6）具有非常低的導(dǎo)通電阻。因此，避免MH和ML同時(shí)導(dǎo)通的情況很重要，因?yàn)樗鼤?huì)產(chǎn)生一個(gè)從VDD到VSS的低電阻路徑通過(guò)晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開(kāi)后合控制通過(guò)在一個(gè)晶體管導(dǎo)通之前強(qiáng)制兩個(gè)晶體管都斷開(kāi)以防止沖擊電流情況發(fā)生。兩個(gè)晶體管都斷開(kāi)的時(shí)間間隔稱(chēng)為非重疊時(shí)間或死區(qū)時(shí)間。
 

圖6. 輸出級(jí)晶體管的先合后開(kāi)開(kāi)關(guān)

音質(zhì)

在D類(lèi)放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個(gè)問(wèn)題。

“咔嗒”聲：當(dāng)放大器導(dǎo)通或斷開(kāi)時(shí)發(fā)出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類(lèi)放大器中，除非當(dāng)放大器靜噪或非靜噪時(shí)特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級(jí)時(shí)序和LC濾波器狀態(tài)。

信噪比（SNR）:為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對(duì)于便攜式應(yīng)用的低功率放大器，SNR通常應(yīng)當(dāng)超過(guò)90 dB，對(duì)于中等功率設(shè)計(jì)SNR應(yīng)當(dāng)超過(guò)100 dB，對(duì)于大功率設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)超過(guò)110 dB。這對(duì)于各種放大器是可以達(dá)到的，但在放大器設(shè)計(jì)期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達(dá)到滿意的總體SNR。

失真機(jī)理: 失真機(jī)理包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實(shí)現(xiàn)中的非線性，以及為了解決沖擊電流問(wèn)題輸出級(jí)所采用的死區(qū)時(shí)間。

在D類(lèi)調(diào)制器輸出脈寬中通常對(duì)包含音頻信號(hào)幅度的信息進(jìn)行編碼。用于防止輸出級(jí)沖擊電流附加的死區(qū)時(shí)間會(huì)引入非線性時(shí)序誤差，它在揚(yáng)聲器產(chǎn)生的失真與相對(duì)于理想脈沖寬度的時(shí)序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區(qū)時(shí)間對(duì)于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的；欲了解優(yōu)化開(kāi)關(guān)輸出級(jí)失真性能的詳細(xì)設(shè)計(jì)方法請(qǐng)參看深入閱讀資料2。

其它失真源包括：輸出脈沖上升時(shí)間和下降時(shí)間的不匹配，輸出晶體管柵極驅(qū)動(dòng)電路時(shí)序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的非線性。

電源抑制 (PSR): 在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚(yáng)聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因?yàn)檩敵黾?jí)晶體管通過(guò)一個(gè)非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會(huì)通過(guò)，包括音頻噪聲。關(guān)于對(duì)單端和差分開(kāi)關(guān)輸出級(jí)電路電源噪聲影響的詳細(xì)說(shuō)明請(qǐng)參看深入閱讀材料3。

如果不解決失真問(wèn)題和電源問(wèn)題，就很難達(dá)到PSR優(yōu)于10 dB，或總諧波失真（THD）優(yōu)于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質(zhì)的高階失真。

幸運(yùn)的是，有一些好的解決方案來(lái)解決這些問(wèn)題。使用具有高環(huán)路增益的反饋（正如在許多線性放大器設(shè)計(jì)中所采用的）幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會(huì)大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過(guò)在反饋環(huán)路中包括的揚(yáng)聲器進(jìn)行衰減。在精心設(shè)計(jì)的閉環(huán)D類(lèi)放大器中，可以達(dá)到PSR > 60 dB和THD < 0.01%的高保真音質(zhì)。

但反饋使得放大器的設(shè)計(jì)變得復(fù)雜，因?yàn)楸仨殱M足環(huán)路的穩(wěn)定性（對(duì)于高階設(shè)計(jì)是一種很復(fù)雜的考慮）。連續(xù)時(shí)間模擬反饋對(duì)于捕獲有關(guān)脈沖時(shí)序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號(hào)。在集成電路放大器實(shí)現(xiàn)中，這會(huì)增加管芯成本。

為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產(chǎn)品用一個(gè)數(shù)字開(kāi)環(huán)調(diào)制器和一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器來(lái)檢測(cè)電源變化，并且調(diào)整調(diào)制器行為以進(jìn)行補(bǔ)償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善PSR，但不會(huì)解決任何失真問(wèn)題。其它的數(shù)字調(diào)制器試圖對(duì)預(yù)期的輸出級(jí)時(shí)序誤差進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，或?qū)Ψ抢硐氲恼{(diào)制器進(jìn)行校正。這樣至少會(huì)處理一部分失真源，但不是全部。對(duì)于音質(zhì)要求寬松的應(yīng)用，可通過(guò)這些開(kāi)環(huán)D類(lèi)放大器進(jìn)行處理，但對(duì)于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。

調(diào)制技術(shù)

D類(lèi)放大器調(diào)制器可以有多種方法實(shí)現(xiàn)，擁有大量的相關(guān)研究和知識(shí)產(chǎn)權(quán)支持。本文只介紹基本概念。

所有的D類(lèi)放大器調(diào)制技術(shù)都將音頻信號(hào)的相關(guān)信息編碼到一串脈沖內(nèi)。通常，脈沖寬度與音頻信號(hào)的幅度相聯(lián)系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號(hào)脈沖和無(wú)用的（但無(wú)法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因?yàn)樵跁r(shí)域內(nèi)波形的總功率是相同的，并且根據(jù)Parseval定理，時(shí)域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調(diào)，而在其它方案中，能量經(jīng)過(guò)整形消除了高能量音調(diào)，但噪聲本底較高。

最常用的調(diào)制技術(shù)是脈寬調(diào)制（PWM）。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號(hào)與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進(jìn)行比較。這在載波頻率條件下產(chǎn)生一串脈沖。在每個(gè)載波周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號(hào)的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對(duì)于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對(duì)于大的正輸入，占空比接近100%，對(duì)于大的負(fù)輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過(guò)三角波的幅度，就會(huì)發(fā)生全調(diào)制，這時(shí)脈沖串停止開(kāi)關(guān)，占空比在具體周期內(nèi)為0%或100%。
[page] PWM之所以具有吸引力是因?yàn)樗趲装偾Ш誔WM載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級(jí)開(kāi)關(guān)損失）允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調(diào)制器在達(dá)到幾乎100%調(diào)制情況下也是穩(wěn)定的，從原理上允許高輸出功率，達(dá)到過(guò)載點(diǎn)。但是，PWM存在幾個(gè)問(wèn)題：首先，PWM過(guò)程在許多實(shí)現(xiàn)中會(huì)增加固有的失真（參看深入閱讀資料4）；其次，PWM載波頻率的諧振在調(diào)幅（AM）無(wú)線電波段內(nèi)會(huì)產(chǎn)生EMI；最后，PWM脈寬在全調(diào)制附近非常小。這在大多數(shù)開(kāi)關(guān)輸出級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)電路中會(huì)引起問(wèn)題，因?yàn)樗鼈兊尿?qū)動(dòng)能力受到限制，不能以重新產(chǎn)生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當(dāng)開(kāi)關(guān)。因此，在基于PWM的放大器中經(jīng)常達(dá)不到全調(diào)制，可達(dá)到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導(dǎo)通電阻和揚(yáng)聲器阻抗的情況。

一種替代PWM的方案是脈沖密度調(diào)制（PDM），它在給定時(shí)間窗口（脈沖寬度）的脈沖數(shù)正比于輸入音頻信號(hào)的平均值。其單個(gè)的脈寬不像PWM那樣是任意的，而是調(diào)制器時(shí)鐘周期的“量化”倍數(shù)。1 bit Σ-Δ調(diào)制是PDM的一種形式。

Σ-Δ調(diào)制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內(nèi)，而不是像PWM那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調(diào)制潛在的EMI優(yōu)勢(shì)要好于PWM。在PDM采樣時(shí)鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型時(shí)鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被LC低通濾波器強(qiáng)烈衰減。

Σ-Δ調(diào)制的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是最小脈寬是一個(gè)采樣時(shí)鐘周期，即使是對(duì)于接近全調(diào)制的信號(hào)條件。這樣簡(jiǎn)化了柵極驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調(diào)制在D類(lèi)放大器中不經(jīng)常使用（參看深入閱讀資料4），因?yàn)閭鹘y(tǒng)的1 bit調(diào)制器只能穩(wěn)定到50%調(diào)制。還需要至少64倍過(guò)采樣以達(dá)到足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數(shù)據(jù)速率至少為1 MHz并且功率效率受到限制。

最近已經(jīng)開(kāi)發(fā)出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個(gè)反饋環(huán)路，以環(huán)路特性決定調(diào)制器的開(kāi)關(guān)頻率，代替外部提供的時(shí)鐘。高頻能量經(jīng)常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優(yōu)良的音質(zhì)，但該環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其它開(kāi)關(guān)電路同步，也很難連接到無(wú)須先將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)的數(shù)字音頻源。

全橋電路（見(jiàn)圖3）可使用“三態(tài)”調(diào)制以減少差分EMI。在傳統(tǒng)的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態(tài)：輸出A高，輸出B低；輸出A低，輸出B高。但是，還存在另外兩個(gè)共模狀態(tài)，即兩個(gè)半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個(gè)共模狀態(tài)之一可與差分狀態(tài)配合產(chǎn)生三態(tài)調(diào)制，LC濾波器的差分輸入可為正、零或負(fù)。零狀態(tài)可用于表示低功率水平，代替兩態(tài)方案中在正狀態(tài)和負(fù)狀態(tài)之間的開(kāi)關(guān)。在零狀態(tài)期間，LC濾波器的差分動(dòng)作非常小，雖然實(shí)際上增加了共模EMI，但減少了差分EMI。差分優(yōu)勢(shì)只適用于低功率水平，因?yàn)檎隣顟B(tài)和負(fù)狀態(tài)仍必須用于對(duì)揚(yáng)聲器提供大功率。三態(tài)調(diào)制方案中變化的共模電壓電平對(duì)于閉環(huán)放大器是一個(gè)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。
 

圖7. PWM原理和例子

EMI處理

D類(lèi)放大器輸出的高頻分量值得認(rèn)真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會(huì)產(chǎn)生大量EMI并且干擾其它設(shè)備的工作。

兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號(hào)和通過(guò)揚(yáng)聲器及電源線傳導(dǎo)的信號(hào)。D類(lèi)放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo)EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級(jí)的設(shè)計(jì)方法減少D類(lèi)放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。

一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因?yàn)榕cEMI相關(guān)的強(qiáng)度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個(gè)LC濾波器（包括揚(yáng)聲器接線）的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅(qū)動(dòng)和返回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最小（揚(yáng)聲器使用雙絞線對(duì)接線很有幫助）。另一個(gè)要注意的地方是當(dāng)輸出級(jí)晶體管柵極電容開(kāi)關(guān)時(shí)會(huì)產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個(gè)電荷來(lái)自儲(chǔ)能電容，從而形成一個(gè)包含兩個(gè)電容的電流環(huán)路。通過(guò)將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的EMI影響，意味著儲(chǔ)能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對(duì)它充電。

有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的RF扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會(huì)沿電源線長(zhǎng)距離傳導(dǎo)。

如果柵極驅(qū)動(dòng)非重疊時(shí)間非常長(zhǎng)，揚(yáng)聲器或LC濾波器的感應(yīng)電流會(huì)正向偏置輸出級(jí)晶體管端的寄生二極管。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪颉Ｔ诙O管完全斷開(kāi)之前，會(huì)出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI源。通過(guò)保持非重疊時(shí)間非常短（還建議將音頻失真減至最?。┦笶MI減至最小。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基（Schottky）二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，從而轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一直導(dǎo)通。這很有幫助，因?yàn)镾chottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。

具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場(chǎng)輸電線影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過(guò)屏蔽減小來(lái)自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種屏蔽可接受地降低電感器線性和揚(yáng)聲器音質(zhì)。

LC濾波器設(shè)計(jì)

為了節(jié)省成本和PCB面積，大多數(shù)D類(lèi)放大器的LC濾波器采用二階低通設(shè)計(jì)。圖3示出一個(gè)差分式二階LC濾波器。揚(yáng)聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚(yáng)聲器阻抗有時(shí)近似于簡(jiǎn)單的電阻，但實(shí)際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無(wú)功分量。要獲得最佳濾波器設(shè)計(jì)效果，設(shè)計(jì)工程師應(yīng)當(dāng)總是爭(zhēng)取使用精確的揚(yáng)聲器模型。

常見(jiàn)的濾波器設(shè)計(jì)選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對(duì)于高達(dá)20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）響應(yīng)（以達(dá)到最大平坦通帶）。對(duì)于常見(jiàn)的揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的L值和C值，下表給出了標(biāo)稱(chēng)元器件值及其相應(yīng)的近似Butterworth響應(yīng)：
 

如果設(shè)計(jì)不包括揚(yáng)聲器反饋，揚(yáng)聲器THD會(huì)對(duì)LC濾波器元器件的線性度敏感。

電感器設(shè)計(jì)考慮因素：設(shè)計(jì)或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線電阻。

額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過(guò)額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會(huì)發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。

通過(guò)在磁芯周?chē)埦€而形成電感器。如果饒線匝數(shù)很多，與總饒線長(zhǎng)度相關(guān)的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚(yáng)聲器之間，因而會(huì)消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的饒線或選用要求饒線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯以提供需要的電感。

最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會(huì)影響EMI，正如上面所提到的。

系統(tǒng)成本

在使用D類(lèi)放大器的音頻系統(tǒng)中，有哪些重要因素影響其總體成本? 我們?cè)鯓硬拍軐⒊杀緶p至最低?

D類(lèi)放大器的有源器件是開(kāi)關(guān)輸出級(jí)和調(diào)制器。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。

D類(lèi)放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本（以及PCB面積），例如，散熱片或風(fēng)扇。D類(lèi)集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當(dāng)驅(qū)動(dòng)數(shù)字音頻源時(shí)，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）將音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)。對(duì)于處理模擬輸入的D類(lèi)放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對(duì)于數(shù)字輸入的D類(lèi)放大器有效地集成了DAC功能。

另一方面，D類(lèi)放大器的主要成本缺點(diǎn)是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類(lèi)放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競(jìng)爭(zhēng)力，因?yàn)樵谏嵫b置節(jié)省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。在極個(gè)別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應(yīng)用中的一個(gè)問(wèn)題。

為了滿足這些考慮，有時(shí)會(huì)完全取消LC濾波器，以采用無(wú)濾波放大器設(shè)計(jì)。這樣可節(jié)省成本和PCB面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒(méi)有濾波器，EMI和高頻功耗的增加將會(huì)不可接受，除非揚(yáng)聲器采用電感式并且非常靠近放大器，電流環(huán)路面積最小，而且功率水平保持很低。盡管這種設(shè)計(jì)在便攜式應(yīng)用中經(jīng)常采用，例如，蜂窩電話，但不適合大功率系統(tǒng)，例如，家庭音響。

另一種方法是將每個(gè)音頻通道所需要的LC濾波器元器件數(shù)減至最少。這可以通過(guò)使用單端半橋輸出級(jí)實(shí)現(xiàn)，它需要的電感器和電容器數(shù)量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級(jí)需要雙極性電源，那么與產(chǎn)生負(fù)電源相關(guān)的成本可能就會(huì)過(guò)高，除非負(fù)電源已經(jīng)有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分?jǐn)傌?fù)電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會(huì)降低輸出功率并且經(jīng)常需要使用一個(gè)大的隔直流電容器。