4–20mA電流環(huán)廣泛用作工業(yè)領域的模擬通信接口，可以方便地通過雙絞線將遠端傳感器數(shù)據(jù)傳送到控制中心的可編程邏輯控制器(PLC)。這種接口簡單、可實現(xiàn)數(shù)據(jù)的長距離可靠傳輸，具有良好的抗噪性，實施成本較低，非常適合長期的工業(yè)過程控制以及遠端自動監(jiān)測。

 

毫無疑問，工業(yè)發(fā)展和當今所有的電子應用一樣，需求強勁，要求精度更高、功耗更低，并在-40°C至+105°C擴展工業(yè)級溫度范圍內(nèi)可靠工作，具備更高的安全性和系統(tǒng)保護，還要求支持高速可尋址遠端傳感器(HART®)協(xié)議?？偠灾@些要求使得當今的4–20mA電流環(huán)設計頗具挑戰(zhàn)性。

 

本文介紹了如何開發(fā)4–20mA電流環(huán)變送并進行性能分析，以及如何選擇滿足嚴苛工業(yè)要求的元器件。提供誤差分析測試數(shù)據(jù)、熱特征數(shù)據(jù)、原理圖以及分析軟件。

 

 

我們首先從參考設計入手，圖1所示為高性能、低功耗、4–20mA電流環(huán)變送器的方框圖，該設計大幅減少了元件數(shù)量，具有最高性價比。

 

圖1. 4–20mA環(huán)路供電變送器參考設計，由MAX5216 16位DAC (U1)、MAX9620運算放大器(U2)、MAX6133電壓基準(U3)和MAX15007 LDO (U4)組成。

 

該參考設計采用低功耗、高性能元件，25°C時精度優(yōu)于0.01%；整個溫度范圍內(nèi)，精度優(yōu)于0.05%，支持工業(yè)上最嚴格的4–20mA電流環(huán)要求。該設計采用了MAX5216，低功耗16位DAC (U1)；MAX9620，零失調(diào)、滿擺幅輸入輸出(RRIO)、高性能運算放大器(U2)；MAX6133，電壓基準(U3)；以及MAX15007，40V低靜態(tài)電流LDO (U4)。

 

U3電壓基準為U1提供低噪聲、5ppm/°C (最大值)低溫漂和高的2.500V電壓。智能傳感器微控制器通過3線SPI總線向U1發(fā)送命令。U1輸出經(jīng)過分壓并被Q1功率MOSFET、10Ω (±0.1%)檢流電阻(11111)以及U2轉(zhuǎn)換為環(huán)路電流。U1、U2和U3器件由U4供電，后者由環(huán)路直接供電。Q2、BJT晶體管和檢測電阻(R6)構(gòu)成限流電路，將環(huán)路電流限制在大約30mA，防止失控條件以及損壞PLC側(cè)的ADC。肖特基二極管(D1)保護變送器不受反向電流損害。

 

 

參考設計工作于低功耗，所選元件的最大耗流在+25°C時小于200µA；在-40°C至+105°C溫度范圍內(nèi)小于300µA。U2運算放大器在時間和整個溫度范圍的輸入失調(diào)電壓為25µV (最大值)，理想用于高精度、高可靠性系統(tǒng)。10Ω檢流電阻允許使用較低的環(huán)路供電電壓；小電阻耗散功率較低，允許使用小封裝，從而進一步減小變送器尺寸。例如，如果只有10Ω 和10Ω負載，其上最大壓降在30mA時為600mV。U4 LDO在提供3.3V輸出時只需連接4V電源電壓即可正常工作，最小環(huán)路電壓可低至5V。但是，如果PLC負載為250Ω，那么最小環(huán)路電源電壓必須為4V + 30mA × (10 + 250)Ω = 11.8V。

 

注意，為了更精確地估算最小環(huán)路供電電壓，還必須考慮環(huán)路電源內(nèi)阻。

 

測試期間，輸出在10Ω時呈現(xiàn)出一定的噪聲。增大電阻值將增大功耗和最小環(huán)路供電電壓，但也降低了環(huán)路噪聲。這種綜合平衡可由用戶控制。

 

U2運算放大器跟蹤R2和上的壓降，在其兩個輸入節(jié)點維持0V。該電路滿足以下關系式：

 

  (式1)

 

  (式2)

 

式中為環(huán)路電流 I(R2)為通過R2的電流。 I(R1)為通過R1的電流。 I(R3)為通過R3的電流。 式2中，我們假設U2的IN+和IN-輸入電流為0。按照式1和式2，4mA初始環(huán)路電流由I(R3)電流設置，而I(R1)為0。所以：

 

  (式3)

 

通過R3的電流等于U3電壓基準輸出除以R3。式3可重寫為：

 

  (式4)

 

根據(jù)有關通過4–20mA電流環(huán)路發(fā)送故障信息的Namur NE43建議，測量信息的信號范圍為3.8mA至20.5mA，允許過程讀數(shù)發(fā)生略微的線性超量程。有些情況下，當定義了附加故障條件時，甚至會需要更大的動態(tài)范圍，比如3.2mA至24mA。因此，選擇R2 = 24.9kΩ，161616=3.2mA，從式4求解R3，得到：

 

  (式5)

 

1.945MΩ電阻成本較高，更重要的是，不太適合自動化生產(chǎn)，也不利于現(xiàn)場校準。因此，更好的方法是采用標準的1%容限電阻，通過校準確保U1 DAC的4mA失調(diào)電流和20mA滿幅電流精度。這種情況下，需要校準部分數(shù)字編碼，以確保要求的精度。所以，I(R1) =/R1，其中為U1 DAC輸出電壓。上式重寫為：

 

  (式6)

 

及

 

  (式7)

 

最后，式1可重寫為：

 

 (式8)

 

誤差分析和性能優(yōu)化

 

+25°C下變送器誤差

 

表1所示為+25°C時4–20mA電流環(huán)路中的無源元件和的誤差分析，數(shù)據(jù)基于式8。該表可供下載，建議設計者利用數(shù)據(jù)表進行結(jié)果分析，找到4mA、20mA及24mA 的對應編碼。

 

表1. 4–20mA電流環(huán)變送器誤差分析

 

因此，如果R3電阻為1%容限的2MΩ標準電阻，將U1 DAC設置為2682十進制碼，那么得到的初始環(huán)路電流為4.00015mA。注意，由于高分辨率U1 DAC校準消除了個體元件的誤差，計算得到的總誤差遠遠小于個體元件的容限。

 

4–20mA電流環(huán)變送器的有效位數(shù)(ENOB)計算如下：

 

ENOB = (LOG(20mA DAC code - 4mA DAC code))/(LOG(2))   (式9)

 

根據(jù)表1中的數(shù)據(jù)，ENOB等于15.56位。所以，總分辨率誤差小于0.5位允許自動校準，也可節(jié)省昂貴的精密元件數(shù)量。

 

表1所選電阻覆蓋了3.2mA至24.6mA電流環(huán)動態(tài)范圍。R1、R2、R3和的不同組合可縮小動態(tài)范圍，應密切注意每個電阻的溫度系數(shù)(TC)。

 

 

無源元件和VREF的溫度漂移誤差分析如表2所示。

 

表2. 4–20mA電流環(huán)路發(fā)送器的溫度誤差分析

 

利用下式計算最小和最大電阻偏移：

 

  (式10)

 

  (式11)

 

式中，TC為溫度系數(shù)，單位為ppm/°C；ΔT為總溫度范圍145°C。

 

從表2可知，當R1、R2、R3和RSENSE的溫度系數(shù)取以下值時，得到的誤差為0.05% FS。

 

 

注意，總誤差為每個誤差源的平方和的平方根：元件容限、元件溫度系數(shù)、測量值等。

 

如果智能傳感器的耗流超過3.4mA，則不能用于環(huán)路供電的2線變送器。例如，當微控制器或ADC的耗流超過3mA，或者檢測元件需要較高供電電流來提高動態(tài)范圍和/或分辨率時，就會發(fā)生這種情況。此時，額外的電流必須通過附加的第三根線。可改進這種配置(稱為3線發(fā)送器)，如圖2所示，該設計使其成為通用的2線或3線智能傳感器變送器。

 

圖2. 通用2線或3線智能變送器框圖。

 

圖2中的U5運算放大器和Q3緩沖器監(jiān)測虛地，持續(xù)維持智能變送器的公共端，使其保持在U4輸出的恒定電壓。U5運算放大器必須能夠支持12V最大供電電壓，檢測電阻值高達250Ω。C8和R8負反饋網(wǎng)絡穩(wěn)定環(huán)路電流，以及確保正常預期條件下的穩(wěn)定性。

 

 

Q1功率晶體管無特殊要求，可以是MOSFET或雙極型功率晶體管，滿足最大安全、工作區(qū)要求即可。例如，如果環(huán)路電源為36V，最大限流為35mA，那么最大功耗要求為1.26W。要謹慎處理PCB布局、走線寬度及散熱能力。

 

肖特基二極管(D1) (見圖1)為安全器件，防止反向電流損壞變送器。此外，可在LOOP+和LOOP-輸入之間增加一個瞬態(tài)電壓抑制器(D2，方框圖中未顯示)，防止過壓浪涌條件。D1和D2的要求取決于具體應用的安全規(guī)格。
 

 

設計4–20mA環(huán)路供電變送器評估板(EV) MAX5216LPT，采用1000ft 22線規(guī)屏蔽通信電纜和249Ω ±0.1%電阻進行特征分析。利用Agilent® HP3458A DVM測量負載電阻壓降，測得環(huán)路電流。MAX5216 DAC的特征數(shù)據(jù)繪制于圖3至圖9。更多關于器件和電路板布局的信息，請參考MAX5216LPT評估板數(shù)據(jù)資料。

 

圖3. 25°C C下變送器誤差，MAX5216 DAC數(shù)據(jù)。

 

圖4. 變送器誤差變化與溫度的關系曲線，12V環(huán)路電源。

 

圖5. 變送器誤差變化與溫度的關系曲線，24V環(huán)路電源。

 

圖6. 變送器誤差變化與溫度關系曲線，36V環(huán)路電源。

 

圖7. 電流門限與環(huán)路電壓的關系曲線， 24.3Ω檢測電阻。

 

圖8. 電流門限與溫度關系曲線，24.3Ω檢測電阻。

 

圖9. 輸出噪音。

 

該變送器參考設計也支持HART®協(xié)議，可以方便地連接HART調(diào)制解調(diào)器，例如DS8500 (見圖12)。圖10和圖11所示為249Ω負載電阻時1000ft 4–20mA電流環(huán)上的HART信號。

 

圖10. 4–20mA電流環(huán)上的HART通信。

 

圖11. 兩個調(diào)制解調(diào)器之間的HART通信。

 

圖12. HART調(diào)制解調(diào)器連接框圖。

 

本文來源于Maxim。