這里闡述利用正交型變壓器PRT反饋電路構成的自激勵振方式電壓諧振型軟開關變換電源技術。

正交型變壓器的控制技術

對于自激勵振方式諧振型變換器的控制技術，尤其重要的是采用各種鐵氧體磁心的正交型變壓器PRT。圖1是PRT構造和電感特性及電路圖形符號。其中，圖1(a)為舊單口型鐵氧體磁心PRT；圖1(b)為新雙口型鐵氧體磁心PRT；圖1 (c)為PRT電路符號。比較它們的形狀和電感特性后得知，新雙口型PRT的磁路長度比舊單口型的磁路長度延長，磁阻增加。由于主線圈N的電感量Ln和控制線圈Nc的直流控制電流Ic的變化，使新雙口型的Ln變化幅度和線性范疇都擴大了。 

圖1：電感特性及電路圖形符號

在圖2中設控制線圈Nc流過直流Ic時產生的磁通為φc、主線圈N1或N2上流過交流電流I1時產生的磁通為φ1。若圖2(a)中箭頭方向為正，則在磁路 A和D上的磁通φc和φ1方向相反，磁通為φ1-φc；而在磁路B和C上的磁通φc和φ1方向相同，磁通為φ1+φc。圖2(b)中主線圈N1加載到磁路 B和D上的B-H曲線，相當于被Lc的變化而調制的磁滯曲線。由于加載到線圈Nc磁路A，B上的φ1感生電壓互相抵消，在Nc上不產生交流電壓，所以 PRT的電流Ic信號就可以作為控制磁路B和D上的磁通量，把它作為可控電感元件，實現(xiàn)諧振型變換器的控制技術。圖2(c)為這種PRT的電路符號。

圖2：正交型變壓器的磁通、B-H曲線、符號

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自激勵振方式電壓諧振型變換器

開關元件在斷開時，加在開關元件上的電壓波形是LC諧振時產生的正弦波電壓，也稱之為電壓諧振。利用電壓諧振型變換器VRC電路和PRT的組合，可以構成各式軟開關變換電源。常用的自激勵振方式VRC的控制方式有如下幾種：

并聯(lián)諧振頻率控制方式

圖3為單管自激勵振方式VRC的并聯(lián)諧振頻率f0控制方式的開關變換電源電路。圖3(a)為電路圖，圖3(b)為控制特性圖，圖3(c)為工作波形圖。

圖3：并聯(lián)諧振頻率控制方式開關變換電源

圖3(a)中PRT的結構如圖2所示，線圈N1與脈沖電流轉換器PCC的電感Ls串聯(lián)后，再與并聯(lián)電路(包括VCBO>1 200 V的耐高壓BJT管Q1、續(xù)流二極管D1、并聯(lián)諧振電容Cr)串聯(lián)。另外，有中心抽頭的全波整流線圈N2與諧振電容Cs并聯(lián)。

圖中自激勵振電路由下述元件和小電路構成，如啟振電阻Rs，串聯(lián)諧振電路(包括繞有1匝線圈的脈沖電流轉換器PCC、限流電阻RB、定時電感LB、定時電容CB)，并聯(lián)電路(包括箝位二極管DB，Q1的基極一發(fā)射極)。由此可知，這個自激勵振、驅動電路的工作波形是低噪聲、正弦波波形。

另外，在RB較小時．開關變換頻率fS由LB和CB的串聯(lián)諧振值決定，見式(1)：


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為了表示VRC電路的諧振頻率fo和輸出直流電壓Eo，在Eo端接上負載電阻RL后，分別設N1，N2的電感值為L1，L2；匝數(shù)比為n=L1／L2；濾波電解電容Ci兩端電壓為Ei，則等效電路的導出解析式結果fo及Eo。見式(2)，式(3)：
 

由式可知，若固定fs，控制PRT的可變電感L1，就可控制諧振頻率fo和輸出電壓Eo。設fo>fs，ω=2πfs，則如圖3(b)所示，依據(jù)PRT控制原理，若控制Ic，就能穩(wěn)定輸出電壓Eo的值。

當Q1截止時，產生的集一射間脈沖電壓Vcp是L1+L2和Cr的并聯(lián)諧振電壓，其峰值是Ei的5～6倍，但Q1瞬斷時的開關變換損耗較小。當負載功率 Po="180" W，交流輸入電壓VAC=220 V，F(xiàn)S=50 kHz時，可以得到AC-DC的電能變換效率為ηAC-DC=83％。從Ci端PRT的勵磁電流I1和N2側Cs的兩端交流電壓V2的工作波形可以看到，其基本上接近光滑的正弦波狀，可以達到低噪聲，滿足實用的目的。

諧振電壓脈沖寬度控制方式

在圖3中，PRT的主線圈N1，N2是用φ100μm單線捆成40～50根的絞合線繞制而成，它不但要保證鐵氧體磁芯的絕緣間隙，還會造成體積增大。為了減少電路體積，可以想到，如果控制PCC的電感量Ls，也能對Eo進行控制。故將圖 3的PCC換成圖1的PRT，則用PIT一次側串接PRT的方式構成了VRC，如圖4所示。圖4(a)為電路圖；圖4(b)為工作波形圖。

圖4：一次側連接正交型變壓器方式的電壓諧振型變換器

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這個電路的構成原理是，PRT和PIT的一次側有LR+L1和Cr的并聯(lián)諧振電路；二次側有N2電感L2和Cs的并聯(lián)諧振電路。圖4中的V1和V2分別為兩組的并聯(lián)諧振脈沖電壓。用電流驅動變壓器CDT控制開關管Q1的斷合工作。由于控制了PRT的NR電感LR，所以能夠控制諧振電路V1的脈沖寬度 △T1，達到穩(wěn)定輸出電壓E0的目的。電壓諧振波形如圖4(b)所示，圖中的工作參數(shù)為fs=110 kHz，控制范疇為T1=3～4．5 μs，控制寬度為△T1=1．5μs，電能效率為ηAC-DC=83％。

另外，除了圖4用PIT一次側連接PRT的脈沖寬度控制方式VRC之外，還有用PIT的二次側連接PRT的脈沖寬度控制方式VRC，這個電路的構成原理是，PIT的一次側有L1和Cr、二次側N2有電感L2+LR和Cs的這兩組并聯(lián)諧振電路。對于Eo的穩(wěn)壓，由于控制PRT的NR電感LR，所以能夠控制二次側諧振電壓V2的脈沖寬度△T2。用PIT二次側連接PRT的脈沖寬度控制方式VRC的典型工作參數(shù)為fs=71．5 kHz，控制范疇T2=7～12μs，控制寬度△T2=5μs。

上述兩種諧振電壓脈沖寬度控制方式電路都不需要PRT的主線圈NR、控制線圈NC和磁芯間的距離，所以可以使之小型化。另外，上述的VRC是最大負載功率 Pomax≥150 W的情況，在AC輸入電壓VAC=220 V時，為了確保開關元件Q1，PIT和PRT的可靠性，輸入整流濾波電路幾乎都設計成全橋整流方式。

由于供給VRC電路的直流輸入電壓Ei較高，伴隨著VAC↑→Ei↑，則變壓器一次側的諧振電流↓，Q1和Cr上的電壓諧振脈沖電壓Vcp↑，其Vcp可高達1 500 V以上。所以，Q1和Cr要采用大于1 800 V耐高壓的元件，并且還要對Q1的飽和壓降VCE(SAT)、下降時間tf及高頻特性的大小有所限制。因此，對上述電路進行改進，得到如圖5所示的升壓型復合電壓控制方式VRC。

升壓型復合電壓控制方式

圖5(a)由PIT的三次線圈N3、升壓二極管DB、主繞組有抽頭的PRT(主繞組NR分為分為NR''和NR"線圈；NR''為升壓控制線圈；NR"為諧振電壓脈沖幅度控制線圈)、濾波電解電容Ci構成了升壓型復合電壓控制方式VRC。這就是用1組控制電路，同時能夠控制升壓EB和并聯(lián)諧振脈沖電壓幅度 Vcp，并達到Eo穩(wěn)定的復合電壓控制方式VRC。

設DB的正向導通電壓為VF，PRT主繞組NR的總電感量為LR，PIT的一次線圈N1的電感量為L1，則從Ei和一次測VRC得到的升壓電壓EB，如式(4)表示。

式中：設NR"+N3=1．2N1；可變電感LR=0．2L1～1．2L1；EB為Ei～2Ei控制LR的變化，就能夠得到2倍Ei值的電壓變化量。當 NR''=NR"=14T時，LR的動態(tài)控制范疇約為6倍。負載功率Pomax的工作波形如圖5(b)所示。對于VAC和Pomax的變化關系，如圖5 (c)所示Ei和EB的描繪曲線。根據(jù)這種控制方式，控制EB就能使Eo穩(wěn)定。隨著VAC的上升，控制PRT的LR增加，讓Q1和Cr上的電壓諧振脈沖峰值Vcp固定為700 V左右，所以Q1可采用VCBO<900 V的低壓器件。

圖5:升壓型復合電壓控制方式的電壓諧振型變換器

電路典型參數(shù)：Pomax=180 W，Pomin=60 W，開關頻率為100 kHz，Ci=1 000μF／400 V，Ci''=1 000μF／250 V，Cr=6 800 pF，C2=0．01 μF。在VAc=220 V時，效率達到ηAC-DC=86％，基本可實現(xiàn)高效率和輕小型結構。這種VRC不但輸出功率大，體積小，重量輕，而且是一個控制效果相當好的實用電路。

該電路的綜合特點是：輸出功率高，為Po>150 W；電能轉換效率高，為ηAC-DC>83％；容許輸入電壓變動范圍寬，為VAC=220 V(-20 ％～+10％)，控制性能好，應用廠泛。

采用正交型變壓器PRT構成的自激勵振方式軟開關變換電源技術，對于諧振方式，不僅有電壓諧振型，還有電流諧振型。對于DC輸出電壓的控制方式，有并聯(lián)諧振頻率、諧振電壓脈沖寬度、升壓型、復合型等控制方式。但對于電流諧振型CRC(因與本題目不符，加之篇幅有限，故略)，還有開關變換頻率、串聯(lián)諧振頻率等控制方式。它們都是基于控制PRT電感量實現(xiàn)自動穩(wěn)定輸出電壓Eo的自激勵振方式的諧振型軟開關變換電源技術。