硅應(yīng)變計(jì)的優(yōu)點(diǎn)在于高靈敏度。硅材料中的應(yīng)力引起體電阻的變化。相比那些僅靠電阻的尺寸變化引起電阻變化的金屬箔或粘貼絲式應(yīng)變計(jì)，其輸出通常要大一個(gè)數(shù)量級(jí)。這種硅應(yīng)變計(jì)的輸出信號(hào)大，可以與較廉價(jià)的電子器件配套使用。但是，這些小而脆的器件的安裝和連線非常困難，并增加了成本，因而限制了它們?cè)谡迟N式應(yīng)變計(jì)應(yīng)用中的使用。然而，硅應(yīng)變計(jì)卻是MEMS (微機(jī)電結(jié)構(gòu))應(yīng)用的最佳選擇。利用MEMS，可將機(jī)械結(jié)構(gòu)建立在硅片上，多個(gè)應(yīng)變計(jì)可以作為機(jī)械構(gòu)造的一部分一起制造。因此，MEMS工藝為整個(gè)設(shè)計(jì)問題提供了一個(gè)強(qiáng)大的、低成本的解決方案，而不需要單獨(dú)處理每個(gè)應(yīng)變計(jì)。

 

MEMS器件最常見的一個(gè)實(shí)例是硅壓力傳感器，它是從上個(gè)世紀(jì)七十年代開始流行的。這些壓力傳感器采用標(biāo)準(zhǔn)的半導(dǎo)體工藝和特殊的蝕刻技術(shù)制作而成。采用這種特殊的蝕刻技術(shù)，從晶圓片的背面選擇性地除去一部分硅，從而生成由堅(jiān)固的硅邊框包圍的、數(shù)以百計(jì)的方形薄片。而在晶片的正面，每一個(gè)小薄片的每個(gè)邊上都制作了一個(gè)壓敏電阻。用金屬線把每個(gè)小薄片周邊的四個(gè)電阻連接起來就形成一個(gè)全橋工作的惠斯登電橋。然后使用鉆鋸從晶片上鋸下各個(gè)傳感器。這時(shí)，傳感器功能就完全具備了，但還需要配備壓力端口和連接引線方可使用。這些小傳感器便宜而且相對(duì)可靠。但也存在缺點(diǎn)。這些傳感器受溫度變化影響較大，而且初始偏移和靈敏度的偏差很大。

 

 

在此用一個(gè)壓力傳感器來舉例說明。但所涉及的原理適用于任何使用相似類型的電橋作為傳感器的系統(tǒng)。式1給出了一個(gè)原始的壓力傳感器的輸出模型。式1中變量的幅值及其范圍使VOUT在給定壓力(P)下具有很寬的變化范圍。不同傳感器在同一溫度下，或者同一傳感器在不同溫度下，其VOUT都有所不同。要提供一個(gè)一致的、有意義的輸出，每個(gè)傳感器都必須進(jìn)行校正，以補(bǔ)償器件之間的差異和溫度漂移。長期以來都是使用模擬電路進(jìn)行校準(zhǔn)的。然而，現(xiàn)代電子學(xué)使得數(shù)字校準(zhǔn)比模擬校準(zhǔn)更具成本效益，而且數(shù)字校準(zhǔn)的準(zhǔn)確性也更好。利用一些模擬“竅門”，可以在不犧牲精度的前提下簡化數(shù)字校準(zhǔn)。

 

VOUT = VB × (P × S0 × (1 + S1 × (T - T0)) + U0 + U1 × (T - T0)) (式1)

 

式中，VOUT為電橋輸出，VB是電橋的激勵(lì)電壓，P是所加的壓力，T0是參考溫度，S0是T0溫度下的靈敏度，S1是靈敏度的溫度系數(shù)(TCS)，U0是在無壓力時(shí)電橋在溫度T0輸出的偏移量(或失衡)，而U1則是偏移量的溫度系數(shù)(OTC)。

 

式1使用一次多項(xiàng)式來對(duì)傳感器進(jìn)行建模。有些應(yīng)用場合可能會(huì)用到高次多項(xiàng)式、分段線性技術(shù)、或者分段二次逼近模型，并為其中的系數(shù)建立一個(gè)查尋表。無論使用哪種模型，數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)都要對(duì)VOUT、VB和T進(jìn)行數(shù)字化，同時(shí)要采用某種方式來確定全部系數(shù)，并進(jìn)行必要的計(jì)算。式2由式1整理并解出P。從式2可以更清楚地看到，為了得到精確的壓力值，數(shù)字計(jì)算(通常由微控制器(µC)執(zhí)行)所需的信息。

 

P = (VOUT/VB - U0 - U1 × (T-T0))/(S0 × (1 + S1 × (T-T0)) (式2)

 

 

圖1電路中的電壓驅(qū)動(dòng)方式使用一個(gè)高精度ADC來對(duì)VOUT (AIN1/AIN2)、溫度(AIN3/AIN4)和VB (AIN5/AIN6)進(jìn)行數(shù)字化。這些測(cè)量值隨后被傳送到µC，在那里計(jì)算實(shí)際的壓力。電橋直接由電源驅(qū)動(dòng)，這個(gè)電源同時(shí)也為ADC、電壓基準(zhǔn)和µC供電。電路圖中標(biāo)有Rt的電阻式溫度檢測(cè)器用來測(cè)量溫度。通過ADC內(nèi)的輸入復(fù)用器同時(shí)測(cè)量電橋、RTD和電源電壓。為確定校準(zhǔn)系數(shù)，整個(gè)系統(tǒng)(或至少是RTD和電橋)被放到溫箱里，向電橋施加校準(zhǔn)過的壓力，并在多個(gè)不同溫度下進(jìn)行測(cè)量。測(cè)量數(shù)據(jù)通過測(cè)試系統(tǒng)進(jìn)行處理，以確定校準(zhǔn)系數(shù)。最終的系數(shù)被下載到µC并存儲(chǔ)到非易失性存儲(chǔ)器中。

 

圖1. 該電路直接測(cè)量計(jì)算實(shí)際壓力所需的變量(激勵(lì)電壓、溫度和電橋輸出) 

 

設(shè)計(jì)該電路時(shí)主要應(yīng)考慮的是動(dòng)態(tài)范圍和ADC的分辨率。最低要求取決于具體應(yīng)用和所選的傳感器和RTD的參數(shù)。為了舉例說明，使用下列參數(shù)：

 

 

 

 

 

能夠接受的最小電壓分辨率可根據(jù)能夠檢測(cè)到的最小壓力變化所對(duì)應(yīng)的VOUT得到。極端情況為使用最低靈敏度的傳感器，在最高溫度和最低供電電壓下進(jìn)行測(cè)量。注意，式1中的偏移項(xiàng)不影響分辨率，因?yàn)榉直媛蕛H與壓力響應(yīng)有關(guān)。

 

使用式1以及上述假設(shè)： 

 

 ΔVOUT min = 4.75V (0.05psi/count 150µV/V/psi × (1+ (-2500ppm/°C) × (85°C -25°C)) ≈ 30.3µV/count

 

所以: 最低ADC分辨率 = 30µV/count 

 

 

輸入范圍取決于最大輸入電壓和最小或者最負(fù)的輸入電壓。根據(jù)式1，產(chǎn)生最大VOUT的條件是：最大壓力(100psi)、最低溫度(-40°C)、最大電源電壓(5.25V)和3mV/V的偏移、-15µV/V/°C的偏移溫度系數(shù)、-2500ppm/°C的TCS、以及最高靈敏度的芯片(300µV/V/psi)。最負(fù)信號(hào)一般都在無壓力(P＝0)、電源電壓為5.25V、-3mV/V的偏移、-40°C的溫度以及OTC等于+15µV/V/°C的情況下出現(xiàn)。

 

再次使用公式1以及上述假設(shè)：

 

 VOUT max = 5.25V × (100psi · 300µV/V/psi × (1+ (-2500ppm/°C) × (-40°C - 25°C)) + 3mV/V + (-0.015mV/V/°C) × (-40°C - 25°C)) - 204mV

 

VOUT min = 5.25 × (-3mV/V + (0.015mV/V/°C × (-40°C - 25°C))) - -21mV

 

因此：ADC的輸入范圍 = -21mV到+204mV

 

 

適用于本應(yīng)用的ADC應(yīng)具有-21mV到+204mV 的輸入范圍和30µV/count的電壓分辨率。該ADC的編碼總數(shù)為(204mV + 21mV)/(30µV/count) = 7500 counts，或稍低于13位的動(dòng)態(tài)范圍。如果傳感器的輸出范圍與ADC的輸入范圍完全匹配，那么一個(gè)13位的轉(zhuǎn)換器就可以滿足需要。由于-21mV到+204mV的量程與通常的ADC輸入范圍都不匹配，因此需要或者對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行電平移動(dòng)和放大，或者選用更高分辨率的ADC。幸運(yùn)的是，現(xiàn)代的Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的分辨率高，具有雙極性輸入和內(nèi)部放大器，使高分辨率ADC的使用變?yōu)楝F(xiàn)實(shí)。這些Σ-Δ ADC提供了一個(gè)更為經(jīng)濟(jì)的方案，而不需要增加其它元器件。這不僅減小了電路板尺寸，還避免了放大和電平移位電路所引入的漂移誤差。

 

工作于5V電源的典型Σ-Δ轉(zhuǎn)換器，采用2.5V參考電壓，具有±2.5V的輸入電壓范圍。為了滿足我們對(duì)于壓力傳感器分辨率的要求，這種ADC的動(dòng)態(tài)范圍應(yīng)當(dāng)是：(2.5V - (- 2.5V))/(30µV/count) = 166,667 counts。這相當(dāng)于17.35位，很多ADC都能滿足該要求，例如18位的MAX1400。如果選用SAR ADC，則是相當(dāng)昂貴的，因?yàn)檫@是將18位轉(zhuǎn)換器用于13位應(yīng)用，且只產(chǎn)生11位的結(jié)果。然而，選用18位(17位加上符號(hào)位)的Σ-Δ轉(zhuǎn)換器更為現(xiàn)實(shí)，盡管三個(gè)最高位其實(shí)并沒有使用。除了廉價(jià)外，Σ-Δ轉(zhuǎn)換器還具有高輸入阻抗和很好的噪聲抑制特性。

 

18位ADC可以使用帶內(nèi)部放大器的更低分辨率的轉(zhuǎn)換器來代替，例如16位的MAX1416。8倍的增益相當(dāng)于將ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果向高位移了3位。從而利用了全部的轉(zhuǎn)換位并將轉(zhuǎn)換需求減少到15位。是選用無增益的高分辨率轉(zhuǎn)換器，還是有增益的低分辨率轉(zhuǎn)換器，這要看在具體使用的增益和轉(zhuǎn)換速率下的噪聲規(guī)格。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的有效分辨率通常受到噪聲的限制。

 

 

如果測(cè)量溫度僅僅是為了對(duì)壓力傳感器進(jìn)行補(bǔ)償，那么，溫度測(cè)量不要求十分準(zhǔn)確，只要測(cè)量結(jié)果與溫度的對(duì)應(yīng)關(guān)系具有足夠的可重復(fù)性即可。這樣將會(huì)有更大的靈活性和較松的設(shè)計(jì)要求。有三個(gè)基本的設(shè)計(jì)要求：避免自加熱、具有足夠的溫度分辨率、保證在ADC的測(cè)量范圍之內(nèi)。

 

使最大Vt電壓接近于最大壓力信號(hào)有利于采用相同的ADC和內(nèi)部增益來測(cè)量溫度和壓力。本例中的最大輸入電壓為+204mV?？紤]到電阻的誤差，最高溫度信號(hào)電壓可保守地選擇為+180mV。將Rt上的電壓限制到+180mV也有利于避免Rt的自加熱問題。一旦最大電壓選定，根據(jù)在85°C (Rt = 132.8Ω)，VB = 5.25V的條件下產(chǎn)生該最大電壓可以計(jì)算得到R1。R1的值可通過式3進(jìn)行計(jì)算，式中的Vtmax是RT上所允許的最大壓降。溫度分辨率等于ADC的電壓分辨率除以Vt的溫度敏感度。式4給出了溫度分辨率的計(jì)算方法。(注意：本例采用的是計(jì)算出的最小電壓分辨率，是一種較為保守的設(shè)計(jì)。你也可以使用實(shí)際的ADC無噪聲分辨。)

 

R1 = Rt × (VB/Vtmax - 1) (式3)

 

R1 = 132.8Ω × (5.25V/0.18V - 1) ≈ 3.7kΩ

 

TRES = VRES × (R1 + Rt)²/(VB × R1 × ΔRt/°C) (式4)

 

這里，TRES是ADC所能分辨的攝氏溫度測(cè)量分辨率。

 

 TRES = 30µV/count × (3700Ω + 132.8Ω)²/(4.75V Ω 3700Ω × 0.38Ω/°C) ≈ 0.07°C/count

0.07°C的溫度分辨率足以滿足大多數(shù)應(yīng)用的要求。但是，如果需要更高的分辨率，有以下幾個(gè)選擇：使用一個(gè)更高分辨率的ADC；將RTD換成熱敏電阻；或?qū)TD用于電橋，以便在ADC中能夠使用更高的增益。

 

注意，要得到有用的溫度結(jié)果，軟件必須對(duì)供電電壓的變化進(jìn)行補(bǔ)償。另外一種代替方法是將R1連接到VREF，而不是VB。這樣可使Vt不依賴于VB，但也增加了參考電壓的負(fù)載。

 

 

硅應(yīng)變計(jì)和ADC的一些特性允許圖1電路進(jìn)一步簡化。從式1可以看出，電橋輸出與供電電壓(VB)直接成正比。具有這種特性的傳感器稱為比例傳感器。式5為適用于所有具有溫度相關(guān)誤差的比例傳感器的通用表達(dá)式。在式1中，將VB右邊的所有部分用通用表達(dá)式f(p,t)代替便是式5。這里，p是被測(cè)物理量的強(qiáng)度，而t則為溫度。

 

VOUT = VB × ƒ(p,t) (式5)

 

ADC也具有比例屬性，它的輸出與輸入電壓和參考電壓的比直接成比例。式6描述了一般的ADC的數(shù)據(jù)讀取值(D)與輸入信號(hào)(Vs)、參考電壓(VREF)、滿量程讀數(shù)(FS)、以及比例因子(K)之間的關(guān)系。該比例因子與具體的轉(zhuǎn)換器架構(gòu)以及內(nèi)部放大倍數(shù)有關(guān)。

 

D = (Vs/VREF)FS × K (式6)

 

將式6中的Vs用式5中的VOUT表達(dá)式代換，ADC對(duì)于性能的影響就會(huì)顯現(xiàn)出來。結(jié)果見式7：

 

D = (VB/VREF) × ƒ(p,t) × FS × K (式7)

 

由式7可見，對(duì)于測(cè)量結(jié)果而言，更為重要的是VB和VREF的比值，而非它們的絕對(duì)值。因此，圖1電路中的電壓基準(zhǔn)源可以不用。ADC的參考電壓可以取自一個(gè)簡單的電阻分壓器，只要保持恒定的VB/VREF之比即可。這一改進(jìn)不僅省去了電壓基準(zhǔn)，也免去了對(duì)VB的測(cè)量，以及補(bǔ)償VB變化所需的所有軟件。這種技術(shù)適用于所有比例傳感器。RT和R1串聯(lián)構(gòu)成的溫度傳感器也是比例型的，因此，溫度檢測(cè)也不需要電壓基準(zhǔn)。該電路如圖2所示。

 

 

 

圖2. 比例測(cè)量電路示例。壓力傳感器的輸出、RTD電壓、以及ADC參考電壓均與供電電壓直接成正比。該電路無需絕對(duì)電壓基準(zhǔn)，同時(shí)簡化了確定實(shí)際壓力時(shí)所必需的計(jì)算。 

 

 

硅基電阻對(duì)溫度十分敏感，根據(jù)這種特性，可用電橋電阻作為系統(tǒng)的溫度傳感器。這不僅降低了成本，而且會(huì)有更好的效果。因?yàn)樗辉偈躌TD和壓敏電橋之間溫度梯度的影響。正像前面所提到的，溫度測(cè)量的絕對(duì)精度并不重要，只要溫度測(cè)量是可重復(fù)的和唯一的。這種唯一性要求限定了這種溫度檢測(cè)方法只能用于施壓后橋路電阻保持恒定的電橋。幸運(yùn)的是，大多數(shù)硅傳感器采用全工作橋，能夠滿足該要求。

 

圖3電路中，在電橋低壓側(cè)串聯(lián)一個(gè)電阻(R1)，從而得到一個(gè)溫度相關(guān)電壓。增加這個(gè)電阻會(huì)減小電橋電壓，從而減小其輸出。減小的幅度一般不是很大，況且只需略微增加增益或減小參考電壓就足以對(duì)其加以補(bǔ)償。式8可用于計(jì)算R1的保守值。對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用，當(dāng)R1小于RB/2時(shí)，電路能很好地工作。

 

R1 = (RB × VRES)/(VDD × TCR × TRES - 2.5 × VRES) (式8)

 

這里，RB是傳感器電橋的輸入電阻，VRES是ADC的電壓分辨率，VDD是供電電壓，TCR為傳感器電橋的電阻溫度系數(shù)，而TRES是所期望的溫度分辨率。

 

圖3. 用電橋輸出測(cè)量壓力和用電橋電阻測(cè)量溫度的比例電路實(shí)例

 

繼續(xù)上述實(shí)例并假定希望得到0.05°C的溫度分辨率，R1 = (4.5kΩ × 30µV/count)/(((5V × 1200ppm/°C × 0.05°C/count) - 2.5) × 30µV/count) = 0.6kΩ。由于R1小于RB的一半，這一結(jié)果是有效的。在該例中，R1的增加使VB下降12%。在選擇轉(zhuǎn)換器時(shí)，可以將17.35位的分辨率要求向上舍入為18位。增加的分辨率用于補(bǔ)償VB降低的影響綽綽有余。

 

溫度上升時(shí)，電橋電阻的上升使電橋上的電壓降也上升。這種VB隨溫度的變化形成了一個(gè)附加的TCS項(xiàng)。正好該值為正值，而傳感器的固有TCS值是負(fù)數(shù)，這樣，將一個(gè)電阻與傳感器串聯(lián)實(shí)際會(huì)減小未經(jīng)補(bǔ)償?shù)腡CS誤差。上面的校準(zhǔn)技術(shù)仍然有效。只是需要補(bǔ)償?shù)恼`差略小了一些。

 

 

有一類特殊的壓阻式傳感器被稱為恒流傳感器或電流驅(qū)動(dòng)傳感器。這些傳感器經(jīng)過特殊處理，當(dāng)它們采用電流源驅(qū)動(dòng)時(shí)，靈敏度在溫度變化時(shí)保持恒定(TCS ≈ 0)。電流驅(qū)動(dòng)傳感器經(jīng)常增加附加電阻，可以消除或者顯著降低偏移誤差和OTC誤差。這實(shí)際上是一種模擬的傳感器校準(zhǔn)技術(shù)。這可以將設(shè)計(jì)者從繁雜的工作中解放出來，不必對(duì)每個(gè)傳感器在不同溫度和壓力下進(jìn)行測(cè)量。這種傳感器在寬溫范圍內(nèi)的絕對(duì)精度通常不如數(shù)字校準(zhǔn)的傳感器好。數(shù)字技術(shù)仍然能用于改善這些傳感器的性能，通過測(cè)量電橋上的電壓很容易獲得溫度信息，其靈敏度通常大于2000ppm/°C。圖4所示是一種電流驅(qū)動(dòng)的電橋電路。該電路使用同一個(gè)電壓基準(zhǔn)源來建立恒定電流和為ADC提供基準(zhǔn)電壓。

 

圖4. 該電路使用了一個(gè)電流驅(qū)動(dòng)傳感器，采用傳統(tǒng)的電流源電路驅(qū)動(dòng) 

 

 

理解了電流驅(qū)動(dòng)式傳感器如何對(duì)STC進(jìn)行補(bǔ)償，就可以采用圖5電路在不帶電流源的情況下達(dá)到與圖4電路相同的效果。電流驅(qū)動(dòng)傳感器仍具有一個(gè)激勵(lì)電壓(VB)，只是VB并不固定于電源電壓。VB由電橋阻抗和流過電橋的電流來決定。如前所述，硅電阻具有正溫度系數(shù)。這樣，當(dāng)電橋由電流源供電時(shí)，VB將隨溫度的升高而增加。如果電橋的TCR (阻抗溫度系數(shù))與TCS幅值相等而符號(hào)相反，那么，VB將隨著溫度以適當(dāng)?shù)谋嚷试黾?，?duì)靈敏度的降低進(jìn)行補(bǔ)償。在某個(gè)有限的溫度范圍內(nèi)，TCS將接近零。

 

圖5. 此電路采用電流驅(qū)動(dòng)傳感器，但無需電流源和電壓參考

 

從7出發(fā)，將其中的VB用IB × RB來代換，即可得到圖4電路中的ADC輸出方程?？傻玫焦?，其中，RB是電橋的輸入電阻，IB是流經(jīng)電橋的電流。

 

D = (IB × RB/VREF) × ƒ(p,t) × FS × K (式9)

 

圖5電路能夠提供與圖4電路相同的性能，而不需要電流源或電壓參考。這可以通過比較兩個(gè)電路的輸出來說明。圖5中的ADC輸出可由式7出發(fā)得到，將其中的VB和VREF替代為相應(yīng)的表達(dá)式即可。結(jié)果如式10：

 

重復(fù)式7: D = (VB/VREF) × f(p,t) × FS × K

 

對(duì)于圖5電路: VB = VDD × RB/(R1 + RB)

 

和VREF = VDD × R1/(R1 + RB)

 

將它們代入等式7可得到式10：

 

D = (RB/R1) × ƒ(p,t) × FS × K (式10)

 

如果選擇R1等于VREF/IB，那么式9和式10是完全相同的，這就表明，圖5電路也會(huì)得出和圖4電路相同的結(jié)果。為了得到相同的結(jié)果，R1必須等于VREF/IB，但這不是溫度補(bǔ)償所要求的。只要RB乘以一個(gè)溫度無關(guān)的常數(shù)，就可以實(shí)現(xiàn)溫度補(bǔ)償。R1可選擇最適合于系統(tǒng)要求的電阻值。

 

當(dāng)使用圖5電路時(shí)，要記住ADC的參考電壓隨溫度變化。這使得ADC不適合用來監(jiān)測(cè)其它系統(tǒng)電壓。事實(shí)上，如果需要進(jìn)行溫度敏感測(cè)量來實(shí)現(xiàn)額外的補(bǔ)償，可以使用一個(gè)額外的ADC通道來測(cè)量供電電壓。還有，在使用圖5電路時(shí)，必須注意要確保VREF位于ADC的規(guī)定范圍之內(nèi)。

 

 

硅壓阻式應(yīng)變計(jì)比較高的輸出幅度使其可以直接和低成本、高分辨率Σ-Δ ADC接口。這樣避免了放大和電平移位電路帶來的成本和誤差。另外，這種應(yīng)變計(jì)的熱特性和ADC的比例特性可被用來顯著降低高精度電路的復(fù)雜程度。

 

本文來源于Maxim。